差分接口優勢

 

差分接口有三大主要優勢。首先
，差分接口可抑製外部幹擾和接地噪聲。其次

，它可以抑製偶次階輸出失真。這對於零中頻(ZIF)jieshoujifeichangzhongyao，yinweichuxianzaidipinxinhaozhongdeoucijiechengfenwufalvchu。disan，shuchudianyakedadaodanduanshuchudeliangbei
，congerjianggeidingdianyuanshangdeshuchuxianxingdutigao6 dB。

 

本文論述三種情況下的接口解決方案：ZIF接收機、超外差式接收機和發射機。這三種架構廣泛用於射頻拉遠單元(RRU)、數字直放站和其他無線測試儀器中。

 

ZIF接收機接口設計和增益計算

 

在零中頻(ZIF)接收機設計中，IF信號是複信號，直流和低頻率信號來提供有用信息。典型解調器在驅動200 Ω至450 Ω負載時可提供最佳性能
，同時ADC驅動器的輸入阻抗一般並非50 Ω，因此設計係統時采用直流耦合很重要也很困難。

 

圖1顯示了一個ZIF接收機配置，它使用兩個低噪聲放大器(LNA) ADL5523一個400MHz至6000MHz正交I/Q解調器ADL5380 一個作為本振(LO)的寬帶頻率合成器ADF4350以及一個雙通道數字可編程可變增益放大器(VGA)AD8366 表1顯示了相關ADL5380接口和增益參數。

 

圖1. ZIF接收機框圖

 

表1.ADL5380接口和增益參數 

 

與具有217 Ω差分輸入阻抗的AD8366接口時，ADL5380具有5.9 dB電壓增益和–0.5 dB功率增益[5.9 dB – 10log (217/50)]。為獲得最佳性能，將ADL5380 ADJ引腳連接至VS
，使ADL5380與AD8366間的共模電壓設置為2.5 V。在ADL5380與AD8366間放置具有0.5 dB插(cha)入(ru)損(sun)耗(hao)的(de)差(cha)分(fen)四(si)階(jie)巴(ba)特(te)沃(wo)茲(zi)低(di)通(tong)濾(lv)波(bo)器(qi)，以(yi)便(bian)抑(yi)製(zhi)噪(zao)聲(sheng)和(he)高(gao)頻(pin)幹(gan)擾(rao)成(cheng)分(fen)。雖(sui)然(ran)濾(lv)波(bo)器(qi)會(hui)輸(shu)入(ru)和(he)輸(shu)出(chu)阻(zu)抗(kang)並(bing)不(bu)匹(pi)配(pei)，但(dan)在(zai)基(ji)帶(dai)頻(pin)率(lv)下(xia)這(zhe)些(xie)不(bu)匹(pi)配(pei)是(shi)可(ke)以(yi)忽(hu)略(lve)的(de)。

 

表2.AD8366接口和增益參數

 

AD8366的共模輸出電壓可設置為2.5 V；當VCM保持浮空時其線性度最佳。遺憾的是
，AD6642在0.9 V共模輸入電壓(0.5 × AVDD)下具有最佳性能。由於AD8366的共模輸出電壓必須介於1.6 V與3 V之間，因此AD6642 VCM和AD8366 VCM引腳無法直接連接，必須使用電阻將AD8366共模輸出電壓分壓至0.9 V。

 

為獲得最佳性能，AD8366應驅動200Ω載。要實現所需的共模電平和阻抗匹配，可在AD8366後添加63 Ω串聯電阻和39 Ω並聯電阻。這一電阻網絡將使信號功率衰減4 dB。

 

AD8366的輸出擺幅可達6 V p-p，但電阻網絡提供的4 dB衰減使AD6642得到的電壓限於2.3 V p-p，避免了較大幹擾尖峰或增益的失控對ADC帶來損害。

 

在AD8366與AD6642間放置具有1.5 dB插入損耗的差分六階巴特沃茲低通濾波器，可以濾除高頻幹擾成分。I或者Q通道的完整差分接口如圖2所示。

 

圖2.ZIF接收機接口框圖和仿真濾波器特性

 

為保留足夠的餘量來應付整個溫度範圍內的增益變化，AD8366在正常模式下的增益設置為16 dB。

 

采用這種配置，整個信號鏈的增益如下：

 

5.9 dB – 10log (217/50) – 0.5 dB + 16 dB – 10log (200/217) – 1.5 dB – 4 dB= 9.9 dB.

 

在ADL5380之前以級聯方式插入的兩個LNA實現了32 dB的射頻增益。由於模數轉換器被配置為2 V p-p滿幅擺幅和78 Ω等效輸入阻抗，它可以接收最大–34 dBm的單音RF輸入信號。如果輸入信號是具有10 dB峰均比(PAR)的調製信號
，在不改變VGA設置情況下
，接收機可以接收的最大輸入信號為－41dBm。

 

換huan言yan之zhi，電dian壓ya增zeng益yi可ke用yong於yu計ji算suan信xin號hao鏈lian鏈lian路lu預yu算suan。當dang輸shu入ru端duan口kou阻zu抗kang等deng於yu輸shu出chu端duan口kou阻zu抗kang時shi，電dian壓ya增zeng益yi等deng於yu功gong率lv增zeng益yi。整zheng個ge信xin號hao鏈lian的de電dian壓ya增zeng益yi為wei：

 

32 dB + 5.9 dB – 0.5 dB + 16 dB – 1.5 dB – 8 dB = 43.9 dB.

 

對於單音信號輸入，要獲得2 V p-p擺幅範圍，正確的輸入功率為：

 

8 dBm – 43.9 dB + 10log (78/50) = –34 dBm.

 

用電壓增益計算的結果與功率增益計算出結果是相同的。

 

某些應用中
，ADL5380可能需要直接連接至AD6642，這種情況下
，可為AD6642差分輸入添加500 Ω電阻以改善匹配。ADL5380電壓增益為6.9 dB，且具有與AD8366相同的共模問題。所以應使用160 Ω串聯電阻和100 Ω並聯電阻來實現500 Ω負載和所需的共模電壓。同樣，電阻網絡可將電壓增益衰減8 dB（功率則衰減4 dB）。

 

在ADL5380與AD6642間放置具有1.5 dB插入損耗的低通濾波器，從而濾除幹擾頻率成分。整個鏈路的輸入阻抗為50 Ω，輸出阻抗為500 Ω。采用這種配置

，整個信號鏈的增益如下：

 

6.9 dB – 10log (500/50) – 1.5 dB – 4 dB = –8.6 dB.

 

超外差式接收機接口設計和增益計算

 

超外差式接收機設計中，係統使用交流耦合
，因此設計超外差接收機電路時不必考慮直流共模電壓匹配。

 

許多混頻器，例如ADL535x和ADL580x
，具有200 Ω的差分輸出阻抗，因此不同輸出阻抗呈現不同功率增益和電壓增益。

 

圖3顯示了超外差式接收機的一個通道
，該器件采用以下元件：低噪聲放大器ADL5523 具有LO緩衝器、IF放大器和RF巴倫的雙通道平衡混頻器ADL5356 帶通或者低通濾波器；雙通道、超低失真IF VGAAD8376 另一個低通或者帶通抗混疊濾波器
；雙通道IF接收機AD6642

 

圖3.超外差式接收機框圖（僅顯示一個通道）

 

該設計使用140MHz 中頻和20MHz帶寬，因此器件連接時可采用交流耦合。

 

AD5356在200 Ω負載下具有最佳性能
，而AD8376的輸入阻抗為150 Ω。因此，為了抑製混頻器輸出雜散並提供良好的阻抗匹配
，差分LC濾波器必須具有200 Ω的輸入阻抗和150 Ω的輸出阻抗。在某些應用中，需要通過過渡帶極窄濾波器抑製頻帶外信號，可使用差分SAW濾波器來實現，但這會給接收機信號鏈引入過大的損耗和群延遲。四階差分帶通巴特沃茲濾波器可適合許多無線接收機，因為前端RF濾波器可以為帶外幹擾提供足夠的衰減。

 

表3. ADL5356和AD8376接口和增益參數

 

AD8376的電流輸出型電路具有高輸出阻抗
，因此其差分輸出需要接150 Ω電阻實現電壓輸出。另一個差分濾波器放置在AD8376和ADC之間
，用於衰減二階和三階諧波失真成分

，因此該150 Ω負載可以被分成兩部分。首先將300 Ω電阻安裝於AD8376的輸出端。另一個300 Ω電阻由兩個165 Ω電阻和ADC的3 kΩ輸入阻抗構成。兩個165 Ω電阻同時為ADC輸入提供直流共模電壓。LC濾波器的輸入和輸出阻抗均為300 Ω。對於高中頻應用，信號源和負載的阻抗的完美匹配是非常重要的。完整接口如圖4所示。

 

圖4.超外差式接收機接口框圖和濾波器仿真結果

 

此接收機中，混頻器之前放置一個20 dB LNA。混頻器之後的濾波器具有2 dB插入損耗
；AD8376與ADC之間的濾波器具有1.2 dB插入損耗。AD8376增益設置為14 dB，以便提供足夠的餘量來應對溫度變化。接收機的總體增益為：

 

20 dB + 8.2 dB – 2 dB + 14 dB – 1.2 dB = 39 dB.

 

為將ADC輸入電壓限製在2 V p-p以下，傳輸到150 Ω電阻(300 Ω || (165 Ω × 2) || 3 k Ω)的功率應小於5.2 dBm。因此對於單音信號
，接收機最大輸入功率為–33.8 dBm。如果輸入信號是10 dB PAR調製信號，使用此增益設置的最大輸入信號為–40.8 dBm。

 

發射機接口設計和增益計算

 

對於發射通道設計
，ZIF和超外差式架構具有相似的接口特性

，均需要在TxDAC® 與調製器間執行直流耦合。大多數調製器的中頻輸入電路需要外部提供直流偏置

；TxDAC輸出可為直流耦合模式下的調製器提供直流偏置。大多數高速DAC是電流輸出架構，因此需要外輸出電阻才能為調製器產生輸入電壓。

 

圖5顯示了超外差式或ZIF發射機
，該器件采用以下元件：TxDACAD9122 ,低通濾波器、正交調製器ADL537x另一個RF濾波器

、頻率合成器ADF4350數字控製VGAADL5243, 功率放大器、用於控製功率放大器(PA)柵極電壓的DACAD562x.

 

圖5.發射機框圖

 

對於AD9122，滿量程輸出電流可設置在8.66 mA與31.66 mA之間。對於大於20 mA的滿量程電流，無雜散動態範圍(SFDR)會變差，但DAC的輸出功率和ACPR也隨著滿量程電流降低而減小。適當折衷的方案是將20 mA交流電流疊加於10 mA直流電平上

，得到0 mA至20 mA的電流輸出。

 

表4.AD9122和ADL5372接口和增益參數

 

ADL5372的輸入電路需要0.5 V共模電壓，由流經50 Ω電阻的10 mA直流電流提供。0 mA至20 mA交流電流由兩個50 Ω電阻和一個100 Ω電阻共享。因此調製器輸入的交流電壓為20 mA × ((50 × 2) || 100) = 1 V p-p。TxDAC與調製器之間的濾波器用於去除高頻雜散和諧波成分。濾波器的輸入和輸出阻抗為100 Ω。完整接口如圖6所示。

 

圖6.直流耦合發射機IF接口框圖和濾波器仿真結果

 

采用50 Ω輸出時，ADL5372的電壓轉換增益為0.2 dBm。使用13 dB PAR調製器信號時

，平均功率必須至少減小15 dB，以便適應Tx數字預失真過程。ADL5372具有1 V p-p單音輸入時
，平均調製器輸出功率為7.1 dBm – 2.9 dB = 4.2 dBm。如果考慮低通濾波器的2.2 dB插入損耗，平均輸出功率為4.2 dBm – 2.2 dB = 2 dBm。這種狀態下
，調製器輸出端平均輸出功率為-10dBm。

 

為了保證發射鏈路提供11 dBm平均發射功率，Tx信號鏈內後端需要具有26 dBm 的P-1dB的PA驅動器。如果需要2 dB插入損耗的RF濾波器以抑製LO饋通和調製器邊帶輸出，那麼增益模塊和PA驅動器必須提供23 dB的總增益。針對此應用，建議使用具有集成式增益模塊
、數字控製衰減器和PA驅動器的VGA ADL5243。

 

結束語

 

本文介紹了ZIF和超外差式接收機解調器、IF VGA
、混頻器和ADC模擬端口差分設計，以及TxDAC與FMOD之間的發射機差分接口，其中均使用ADI器(qi)件(jian)作(zuo)為(wei)信(xin)號(hao)鏈(lian)有(you)源(yuan)部(bu)分(fen)。另(ling)外(wai)還(hai)提(ti)供(gong)了(le)設(she)計(ji)用(yong)於(yu)這(zhe)些(xie)電(dian)路(lu)的(de)應(ying)用(yong)濾(lv)波(bo)器(qi)的(de)增(zeng)益(yi)計(ji)算(suan)和(he)仿(fang)真(zhen)結(jie)果(guo)。本(ben)振(zhen)差(cha)分(fen)接(jie)口(kou)設(she)計(ji)以(yi)及(ji)其(qi)他(ta)相(xiang)關(guan)設(she)計(ji)詳(xiang)情(qing)請(qing)參(can)閱(yue)以(yi)下(xia)參(can)考(kao)文(wen)獻(xian)。

 

 

參考電路

 

Circuit Note CN-0018, Interfacing the ADL5372 I/Q Modulator to the AD9779A Dual-Channel, 1 GSPS High-Speed DAC.

 

Circuit Note CN-0134, Broadband Low Error Vector Magnitude (EVM) Direct Conversion Transmitter.

 

Calvo, Carlos. “The differential-signal advantage for communications system design.” EE Times.

 

 

推薦閱讀：