特別是，了解變壓器繞組間電容對共模 (CM) 發射噪聲的影響尤其重要。共模噪聲主要是由變壓器繞組間寄生電容以及電源開關與底盤/接地端之間的寄生電容內的位移電流所導致的。DC-DC 反激式轉換器已被廣泛用作隔離電源
，本文專門對其 CM 噪聲進行了分析。

 

反激式拓撲

 

DC-DC 反激式電路^[8-9] 在(zai)工(gong)業(ye)與(yu)汽(qi)車(che)市(shi)場(chang)領(ling)域(yu)應(ying)用(yong)廣(guang)泛(fan)，由(you)於(yu)可(ke)輕(qing)鬆(song)配(pei)置(zhi)成(cheng)單(dan)個(ge)或(huo)多(duo)個(ge)輸(shu)出(chu)
，尤(you)為(wei)適(shi)合(he)低(di)成(cheng)本(ben)隔(ge)離(li)式(shi)偏(pian)置(zhi)軌(gui)。需(xu)要(yao)進(jin)行(xing)隔(ge)離(li)的(de)應(ying)用(yong)包(bao)括(kuo)用(yong)於(yu)單(dan)相(xiang)及(ji)三(san)相(xiang)電(dian)機(ji)驅(qu)動(dong)器(qi)的(de)高(gao)壓(ya) MOSFET 柵極驅動器，以及工廠自動化和過程控製所用的回路供電傳感器和可編程邏輯控製器。 

 

反激式實現方案如圖 1 中的原理圖所示，該實現方案提供了一種結構簡單、元件器數量少的可靠解決方案。如果可以采用初級側穩壓 (PSR) 技術，則反饋穩壓無需使用光耦合器及其相關電路[8]
，從(cong)而(er)能(neng)夠(gou)進(jin)一(yi)步(bu)減(jian)少(shao)元(yuan)器(qi)件(jian)數(shu)量(liang)，簡(jian)化(hua)變(bian)壓(ya)器(qi)設(she)計(ji)。具(ju)有(you)功(gong)能(neng)型(xing)隔(ge)離(li)的(de)變(bian)壓(ya)器(qi)可(ke)直(zhi)接(jie)實(shi)現(xian)電(dian)路(lu)接(jie)地(di)隔(ge)離(li)

，而(er)增(zeng)強(qiang)型(xing)隔(ge)離(li)則(ze)用(yong)於(yu)安(an)全(quan)要(yao)求(qiu)極(ji)高(gao)的(de)高(gao)壓(ya)應(ying)用(yong)。

 

圖 1：采用典型的 24V 電源或 12V/48V 輸入（分別用於工業或汽車電池應用）的 DC-DC 反激式穩壓器。圖中已明確標出具有磁化作用的反激式變壓器

、漏電感以及電路寄生電容

 

反激式開關波形特性

 

圖 2 所示為以非連續模式 (DCM) 和邊界導通模式 (BCM) 運行的反激式功率級（如圖 1 所示）的初級側 MOSFET 和次級側整流二極管電壓波形[8]。圖 2a 突出顯示了 DCM 模式下的開關波形
，其中初級側 MOSFET 在開關節點諧振電壓擺幅的穀值附近導通。圖 2b 所示為 BCM 開關波形，其中準諧振 MOSFET 在從二次側繞組電流衰減到零起約半個諧振周期延遲之後導通。在 DCM 和 BCM 模式下，初級側 MOSFET 均在零電流時導通。

 

圖 2：以 DCM (a) 和 BCM (b) 模式運行的反激式轉換器初級側 MOSFET 和次級側二極管電壓波形

；跨越初級側繞組的 DZ 電路可鉗位與漏電感相關的電壓尖峰

 

除了開關期間尖銳的電壓和電流邊沿，對於 EMI
，電dian壓ya尖jian峰feng過guo衝chong以yi及ji隨sui後hou產chan生sheng的de振zhen鈴ling特te性xing尤you為wei棘ji手shou。每mei次ci換huan向xiang都dou會hui激ji勵li開kai關guan與yu二er極ji管guan寄ji生sheng電dian容rong和he變bian壓ya器qi漏lou電dian感gan之zhi間jian的de阻zu尼ni電dian壓ya和he電dian流liu振zhen蕩dang。圖tu 2 所示為 MOSFET 關斷時的開關節點電壓前沿尖峰和高頻振鈴。振鈴特性取決於與 MOSFET 輸出電容 (C_OSS) 諧振的初級側漏電感 (L_LK-P) 以及變壓器初級側繞組電容 (C_P)。類似地
，二極管電壓振鈴取決於與二極管結電容 (C_D) 諧振的二次側漏電感 (L_LK-SEC) 及二次側繞組電容 (C_S)。過衝和振鈴都會產生較高的瞬態電壓 (dv/dt)，因此任何至接地端的電容耦合都會導致產生感應位移電流和 CM 噪聲。

 

以連續導通模式 (CCM) 工(gong)作(zuo)時(shi)
，主(zhu)開(kai)關(guan)導(dao)通(tong)時(shi)反(fan)激(ji)二(er)極(ji)管(guan)的(de)反(fan)向(xiang)恢(hui)複(fu)會(hui)產(chan)生(sheng)額(e)外(wai)的(de)負(fu)麵(mian)作(zuo)用(yong)，使(shi)振(zhen)鈴(ling)電(dian)壓(ya)升(sheng)高(gao)並(bing)產(chan)生(sheng)前(qian)沿(yan)尖(jian)峰(feng)電(dian)流(liu)，隨(sui)著(zhe)恢(hui)複(fu)電(dian)流(liu)反(fan)映(ying)到(dao)初(chu)級(ji)側(ce)而(er)流(liu)入(ru)初(chu)級(ji)側(ce) MOSFET。注zhu意yi，反fan激ji式shi磁ci性xing元yuan器qi件jian主zhu要yao相xiang當dang於yu耦ou合he電dian感gan，因yin為wei電dian流liu通tong常chang不bu會hui同tong時shi流liu入ru初chu級ji側ce和he次ci級ji側ce繞rao組zu。隻zhi有you在zai開kai關guan轉zhuan換huan期qi間jian才cai能neng出chu現xian真zhen正zheng的de變bian壓ya器qi行xing為wei^[10]，此時電流同時流入初級側和次級側繞組（漏電感中的電流逐漸增大）。

 

隔離式 DC/DC 反激式轉換器中的 CM EMI

 

圖 3 所示為反激式穩壓器的原理圖，其中連接有用於測量 EMI 的線路阻抗穩定網絡 (LISN)。紅色虛線表示穿過寄生電容到達接地端並返回到 LISN 的 CM 噪聲電流主要傳播路徑。電容 C_Z 從初級側接地端 (PGND) 連接到次級側接地端 (SGND)，將次級側的 CM 電流分流回初級側，其作用是分流流經 C_SE 並通過 LISN 返回的 CM 電流。

 

圖 3：雙線 DC-DC 反激式穩壓器（輸入端連接有 LISN）的 CM 噪聲電流傳播路徑。同時

，還顯示了初級側基準的輔助輸出端

 

盡管初級側 MOSFET 漏極端子的高轉換率電壓是主要的 CM 噪聲源，但變壓器及其寄生電容是傳導 EMI 從初級側傳播到次級側的耦合通道，並且噪聲通過阻抗從輸出電路傳播到接地端。CM 電流主路徑（在圖 3 中由 I_CM-SEC 表示）為，從變壓器的初級側流到次級側，並通過阻抗從輸出電路流到接地端。與非隔離轉換器類似，使用較小的開關節點覆銅麵積
，將 MOSFET 散熱器（如果需要）連接到 PGND，同時避免開關節點完全通過過孔連接到電路板底部[7]，這些措施都能消除從 MOSFET 漏極到接地端的耦合（在圖 3 中用 I_CM-PRI 表示）。 

 

對於此處所述的情況
，與變壓器相關的以下三大考量因素適用。

 

首(shou)先(xian)，緊(jin)密(mi)耦(ou)合(he)變(bian)壓(ya)器(qi)繞(rao)組(zu)可(ke)以(yi)最(zui)大(da)限(xian)度(du)地(di)降(jiang)低(di)漏(lou)電(dian)感(gan)，從(cong)而(er)實(shi)現(xian)高(gao)效(xiao)率(lv)和(he)高(gao)可(ke)靠(kao)性(xing)，同(tong)時(shi)降(jiang)低(di)開(kai)關(guan)電(dian)壓(ya)應(ying)力(li)。交(jiao)錯(cuo)設(she)計(ji)是(shi)降(jiang)低(di)漏(lou)電(dian)感(gan)和(he)繞(rao)組(zu)交(jiao)流(liu)電(dian)阻(zu)的(de)常(chang)用(yong)技(ji)術(shu)，因(yin)此(ci)
，繞(rao)組(zu)間(jian)電(dian)容(rong)會(hui)相(xiang)對(dui)變(bian)大(da)。此(ci)外(wai)，對(dui)於(yu)具(ju)有(you)印(yin)刷(shua)電(dian)路(lu)板(ban) (PCB) 嵌(qian)入(ru)式(shi)繞(rao)組(zu)的(de)平(ping)麵(mian)變(bian)壓(ya)器(qi)，由(you)於(yu)各(ge)個(ge)層(ceng)堆(dui)疊(die)緊(jin)密(mi)
，各(ge)層(ceng)的(de)表(biao)麵(mian)積(ji)大(da)，因(yin)此(ci)
，繞(rao)組(zu)間(jian)電(dian)容(rong)比(bi)傳(chuan)統(tong)的(de)繞(rao)線(xian)型(xing)設(she)計(ji)更(geng)高(gao)。在(zai)任(ren)何(he)情(qing)況(kuang)下(xia)，將(jiang)脈(mai)衝(chong)噪(zao)聲(sheng)電(dian)壓(ya)源(yuan)施(shi)加(jia)到(dao)這(zhe)種(zhong)分(fen)布(bu)式(shi)寄(ji)生(sheng)電(dian)容(rong)
，都(dou)會(hui)產(chan)生(sheng)相(xiang)對(dui)高(gao)的(de)位(wei)移(yi)電(dian)流(liu)。該(gai)電(dian)流(liu)從(cong)初(chu)級(ji)側(ce)繞(rao)組(zu)流(liu)向(xiang)次(ci)級(ji)側(ce)繞(rao)組(zu)，然(ran)後(hou)返(fan)回(hui)到(dao)接(jie)地(di)端(duan)，從(cong)而(er)產(chan)生(sheng)較(jiao)大(da)的(de) CM 噪聲[11]。

 

其次，與寄生繞組間電容諧振的漏電感可能導致測得的 EMI 頻譜中出現明顯的高頻 CM 噪聲峰值。 

 

第三，由於磁芯材料介電常數較高
，對電場的阻抗低，因此，由高 dv/dt 節點產生的雜散近電場很容易通過變壓器磁芯耦合。然而，如果將磁芯包上銅箔並將銅箔連接到 PGND，則磁芯與地之間的寄生電容 (C_ME) 會很小。

 

通常，反激式變壓器設計的優化不僅關乎解決方案尺寸、外形

、效率和熱性能，對 CM 噪聲性能也有巨大影響。

 

CM 噪聲分析模型

 

圖 4a 所示為雙繞組變壓器，初級側端子和次級側端子分別由（A、B）和（C、D）表示。端子 A 根據輸入總線電容等效連接到 PGND，在 CM 噪聲分析的適用頻率下表現為有效短路。圖 4b 顯示的是變壓器的傳統靜電模型。從節能角度來看，可建立包含六個電容的雙繞組變壓器的寄生電容模型，其中包括四個繞組間電容（C₁
、C₂、C₃、C₄）和兩個繞組內電容（C_P

、C_S）。

 

除了影響脈衝開關電壓波形的 dv/dt 之(zhi)外(wai)，繞(rao)組(zu)內(nei)電(dian)容(rong)不(bu)影(ying)響(xiang)從(cong)初(chu)級(ji)側(ce)到(dao)次(ci)級(ji)側(ce)的(de)位(wei)移(yi)電(dian)流(liu)。此(ci)六(liu)電(dian)容(rong)此(ci)模(mo)型(xing)不(bu)必(bi)要(yao)地(di)提(ti)高(gao)了(le)複(fu)雜(za)性(xing)，並(bing)增(zeng)大(da)了(le)變(bian)壓(ya)器(qi)等(deng)效(xiao)電(dian)容(rong)的(de)計(ji)算(suan)難(nan)度(du)。但(dan)是(shi)，用(yong)等(deng)效(xiao)噪(zao)聲(sheng)電(dian)壓(ya)源(yuan)代(dai)替(ti)非(fei)線(xian)性(xing)開(kai)關(guan)器(qi)件(jian)（根據 CM 噪聲分析的替換定理^[12]）shi，huijiangyigedulihuofeidulidezaoshengdianyayuanyubianyaqiraozubinglian，bingqiekeyiquchulianggeraozuneidianrong。raozudianrongmoxingkejianhuaweisigejizongdianrong，rutu 4c 所示

，圖中 v_SW 和 v_SW/N_PS 分別是初級側繞組和次級側繞組上的開關電壓源。假設漏電感較低，則繞組電壓會如預期般根據變壓器匝數比 N_PS 變化。

 

圖 4.(a) 用於 CM 噪聲分析的雙繞組變壓器；(b) 六電容 CM 模型
；(c) 四電容 CM 模型。

 

最後，當其中一個變壓器繞組等效連接到獨立電壓源（以替代非線性開關）時，兩個集總電容便足以表現出雙繞組變壓器繞組間寄生電容的特征。雙電容模型的推導與位移電流守恒原則一致[12,13]。如圖 5a 所示，可能的雙電容繞組電容模型總共有六種。圖 5b 顯示了其中一種可能的雙電容 CM 模型實現方案（使用電容 C_AD 和 C_BD）及其相應的戴維寧等效電路。

 

圖 5：(a) 六種可能的雙電容 CM 模型；(b) 雙電容 CM 模型及其戴維寧等效電路

 

雙電容 CM 噪聲模型可靈活地用於不同的隔離型穩壓器拓撲
，並有助於通過實驗測量推導出變壓器集總電容模型^[13]。C_TOTAL shiyongzukangfenxiyicededebianyaqijiegouhuaraozujiandianrong，celiangshijiangchujicehecijiceduanziduanjie
，ranhoujiangbianyaqiyongzuodanduankouwangluo。duichujiceraozuduanzi（A、B）施加源阻抗為 50W 的開關頻率正弦激勵信號，並測量 V_AD 與 V_AB 的電壓比，可由公式 1 推導出 C_BD：

 

 

顯然，該模型的優點是通過簡單的實驗測量即可輕鬆推導出寄生電容，而無需了解變壓器結構或電位沿繞組的分布情況[13]。 

 

反激式穩壓器 CM 噪聲模型

 

圖 6 所示為具有初級側、次級側
、輔助和屏蔽繞組的反激式變壓器的 CM 模型（與圖 3 類似，但包含一個初級側接地屏蔽繞組）。N_A 和 N_SH 分(fen)別(bie)是(shi)初(chu)級(ji)側(ce)繞(rao)組(zu)與(yu)輔(fu)助(zhu)繞(rao)組(zu)以(yi)及(ji)初(chu)級(ji)側(ce)繞(rao)組(zu)與(yu)屏(ping)蔽(bi)繞(rao)組(zu)的(de)匝(za)數(shu)比(bi)。對(dui)於(yu)初(chu)級(ji)側(ce)繞(rao)組(zu)與(yu)輔(fu)助(zhu)繞(rao)組(zu)的(de)耦(ou)合(he)以(yi)及(ji)初(chu)級(ji)側(ce)繞(rao)組(zu)與(yu)屏(ping)蔽(bi)繞(rao)組(zu)的(de)耦(ou)合(he)
，由(you)於(yu)電(dian)流(liu)僅(jin)在(zai)初(chu)級(ji)側(ce)流(liu)動(dong)
，不(bu)會(hui)返(fan)回(hui) LISN，因此對所測量的共模噪聲不產生影響，因此不考慮這些耦合。這樣，三個 4 電容電路便足以對初級側到次級側
、輔助到次級側以及屏蔽到次級側繞組之間的耦合進行建模。根據用作 CM 噪聲低阻抗的輸入電容，初級側繞組的端子 A 與 PGND 短接。

 

 

圖 6：(a) 多繞組反激式變壓器集總 CM 寄生電容模型；(b) 雙電容 CM 模型；(c) 戴維寧等效電路

 

根據前麵的討論，隻需要兩個獨立電容和一個電壓源即可描述 CM 特性，表達式已包括在圖 6 中。如前文所述
，C_TOTAL 是測得的短路初級側基準繞組與短路次級側繞組之間的電容。

 

為建立圖 3 中反激式穩壓器的 CM 噪聲模型，圖 7 中用方框突出表示了隨後替換為適當雙電容 CM 變壓器模型的變壓器（包括初級側、次級側、輔助和屏蔽繞組）。根gen據ju替ti換huan定ding理li
，將jiang電dian路lu中zhong的de非fei線xian性xing開kai關guan器qi件jian替ti換huan為wei時shi域yu電dian壓ya或huo電dian流liu波bo形xing與yu原yuan始shi器qi件jian完wan全quan相xiang同tong的de電dian壓ya或huo電dian流liu源yuan時shi
，電dian路lu中zhong的de所suo有you電dian壓ya和he電dian流liu都dou不bu會hui發fa生sheng變bian化hua。因yin此ci，電dian壓ya波bo形xing與yu MOSFET 的漏源極電壓相同的電壓源 (V_SW) 將代替 MOSFET。同樣，電流波形與二極管電流相同的電流源 (I_DOUT 和 I_DCL) 將代替兩個二極管。替代後
，電路中的電壓和電流保持不變。

 

同時
，輸入和輸出電容對 CM 噪聲的阻抗非常小，因此可將其阻抗忽略。CM 扼流器串聯阻抗表示為 Z_CM-CHOKE，25W 測量電阻反映了 LISN 的特征。最後，去除了對流經 LISN 的 CM 噪聲沒有顯著影響的寄生電容。圖 7a 呈現了應用替換定理後反激式穩壓器的 CM 噪聲模型^[14]。

 

圖 7：(a) 基於替換定理的反激式電路模型；(b) 應用疊加定理後反激式穩壓器的最終 CM 模型

 

與電壓源並聯或與電流源串聯的元器件對網絡中的電壓或電流無影響

，因此可以去除。疊加定理可幫助分別分析 I_DCL、I_DOUT 和 V_SW 的作用。顯然
，I_DCL 和 I_DOUT 已短路，不會產生 CM 噪聲。圖 7b 顯示的是最終 CM 模型
，公式 2 可計算在 LISN 測得的 CM 噪聲電壓：

 

 

隨後
，可以方便地應用包含測得的 V_SW 波形的電路仿真，對 CM 噪聲以及各個元器件所產生的影響進行分析。如果假設漏電感的阻抗遠低於總寄生繞組電容 C_TOTAL
，則可以認為該模型是準確的。顯然
，減小 C_BD 和增大 Z_CM-CHOKE 或 C_Z 都會導致噪聲電壓降低。注意，如果根據公式 1 測得的 V_AD 為零，則 C_BD 實際上是零，基本上消除了通過變壓器的 CM 噪聲。這是非常方便的測試變壓器是否平衡的手段。

 

基於雙電容變壓器模型的 CM 噪聲模型的一般推導過程遵循以下六個步驟：

 

1. 應用替換定理，將非線性半導體器件替換為等效電壓源或電流源。替換的原則是，獲得易於分析的 CM 噪聲電路，同時避免電壓回路和電流節點。電壓源和電流源的時域波形應與原始器件相同。輸入電容和輸出電容對 CM 噪聲的阻抗非常小，因此視為短路。

2. 如果將其中一個變壓器繞組與電壓源並聯，則將所有其他繞組替換為受控電壓源，因為繞組電壓取決於變壓器匝數比。

3. 去除所有與電壓源並聯或與電流源串聯的元器件，簡化模型。

4. 用圖 5a 中最能簡化 CM 噪聲分析的其中一個雙電容模型替換原來的變壓器。

5. 根據疊加定理，分析由所有電壓源和電流源產生的 CM 噪聲。

6. 分析使用步驟 1 到 5 創建的電路，去除對流經 LISN 的 CM 噪聲無影響的寄生電容。根據所得的 CM 噪聲模型檢查 CM 噪聲電流。

 

總結

 

從 EMI 的角度來看，傳統的硬開關隔離式轉換器與非隔離式轉換器相比更具挑戰。近來
，業界對於隔離式 DC-DC 穩壓器中高頻變壓器的性能要求愈發嚴苛，尤其是在 EMI 方麵。變壓器不斷變化的繞組間電容相當於 CM 噪聲的關鍵耦合路徑。

 

所提出的變壓器雙電容模型應用廣泛
，使用簡單，這是因為其集總電容可通過一種簡單的測量方法輕鬆量化。在本 EMI 係列文章的下一部分，將采用該模型設計隔離型轉換器的 EMI 抑製技術並對其進行表征
，其中包括噪聲平衡及噪聲消除等內容。

 

 

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