引言

 

現代無線通信係統需要緊湊、高性能的帶通濾波無源器件。基片集成波導（SIW）具有Q值高、成本低
、重量輕和體積小等優點
，易於與平麵微波電路集成，因此SIWjingchangbeiyonglaishejigaoxingnengdelvbowuyuanqijian。youyushuangpinlvbowuyuanqijiankeyigenghaodimanzushuangpinwuxiantongxinxitongshenzhiduopinwuxiantongxinxitongdexuqiu，muqianduishuangpinlvboqideyixiexiangguanyanjiuyou：tichushiyongjinshuhuatongkongraodongdefangfashejishuangpinlvboqi，tongguotiaozhengjinshutongkonglaishixiantongdaikongzhi

，danshiqitaxingnengzhibiaozaitiaojietongdaideguochengzhonghuishoudaoyingxiang。tichucaiyongguiyihuapinyudaoshijipinyudepinlvbianhuanlaijiexijisuanouhexishuhewaibuzhiliangyinzidefangfashejishuangpinlvboqi，juyoulianghaodedaiwaixuanzexing
，danchicunjiaoda。tichucaiyongshuangmojishulaishixianshuangpinlvboqi，danzhezhonglvboqidepinlvbijiaoxiao

，bushihedapinlvbide5G毫米波的應用場景。提出用間隙擾動的形式引入傳輸零點，但這會造成一些能量損失。

 

為了滿足小體積
、高性能的濾波器需求，本文提出了一種使用TM10主模式和TM11高(gao)階(jie)模(mo)式(shi)的(de)兩(liang)種(zhong)模(mo)式(shi)來(lai)實(shi)現(xian)雙(shuang)頻(pin)帶(dai)的(de)方(fang)法(fa)。首(shou)先(xian)通(tong)過(guo)改(gai)變(bian)輸(shu)出(chu)端(duan)口(kou)的(de)相(xiang)位(wei)，以(yi)便(bian)在(zai)低(di)通(tong)帶(dai)的(de)下(xia)阻(zu)帶(dai)和(he)上(shang)阻(zu)帶(dai)上(shang)分(fen)別(bie)引(yin)入(ru)傳(chuan)輸(shu)零(ling)點(dian)
，不(bu)僅(jin)提(ti)高(gao)了(le)濾(lv)波(bo)器(qi)帶(dai)外(wai)抑(yi)製(zhi)能(neng)力(li)，而(er)且(qie)提(ti)高(gao)了(le)兩(liang)個(ge)通(tong)帶(dai)之(zhi)間(jian)的(de)隔(ge)離(li)度(du)。然(ran)後(hou)利(li)用(yong)金(jin)屬(shu)通(tong)孔(kong)幹(gan)擾(rao)諧(xie)振(zhen)器(qi)中(zhong)的(de)TM21dianchangfenbu，zaigaotongdaidexiazudaizhongyinruchuanshulingdianyishixiangenggaodexuanzexing。ditongdaidezhongxinpinlvkeyitongguojinshutongkongjianjuderaodonglaitiaojie，ergaotongdaidezhongxinpinlvjibenbubian。gaishuangpinlvboqijuyoujiegoujincou
、高帶外抑製、高選擇性等優點
，測試結果與仿真結果基本吻合。

 

1 雙頻濾波器設計和分析

 

1.1 雙頻濾波器設計

 

設計濾波器的第一步是確定符合規範的低通原型，並確定合適的耦合矩陣
，本文采用的耦合矩陣如式（1），並提出了一種雙層垂直集成的雙頻濾波器。

 

 

本文雙頻濾波器的模型如圖1（a）所示。濾波器在金屬通孔支撐的Rogers RT/Duroid 5880板（εr=2.2，tanδ=0.0009）上實現

，厚度H為0.254 mm。為了減少電路尺寸，濾波器采用了雙層介質板垂直集成的方法。在不影響品質因數的前提下
，介質板H的厚度應盡可能小。此設計共有三層金屬層
，底層是輸入端口Port Ⅰ


，頂層是輸出端口Port Ⅱ
，耦合層在兩層介質板之間。Slot Ⅰ是電耦合窗口。

 

圖1（b）為雙頻濾波器的結構尺寸圖，利用An⁃softHFSS電磁仿真軟件優化該濾波器

，最終優化的濾波器結構尺寸為（單位mm）：W=7.50，L=12.35
，W50=0.78，L50=4.46，S=0.20，P=4.50，Slot_R=0.78，R=3.21。

 

圖1（c）為雙頻濾波器的模式拓撲結構圖

，其中S代表信號源，L代表負載
，①和②分別代表主模TM10和高階模式TM11。由圖可見，TM10主模式和TM11高階模式可以同時激勵。主模和高階模式從底層圓形諧振腔（CavityⅠ）經過電耦合窗到上層諧振腔（Cavity Ⅱ）。諧振腔分別在低頻段的TM10 模式和高頻段的TM11模式下工作。中心的微帶饋線允許兩種模式同時被激發，而金屬通孔幹擾TM21能夠改善高通帶的陡降。

 

圖1 (a) 模型結構圖；(b) 結構尺寸圖；(c) 模式拓撲圖

 

1.2 雙頻濾波器分析

 

圓形SIW諧振腔的TMmn模式的諧振頻率公式為：

 

 

其中fc為諧振頻率，μmn為貝塞爾函數的根，c為光速，εr為相對介電常數，μr為相對磁導率，r為諧振腔半徑。

 

圖2為圓形SIW諧振腔主模TM10與高階模式TM11的電場分布
，由圖可見，TM10和TM11模式的最大電場是在不同的位置產生的。通過適當地設計蝕刻在中間金屬層上的耦合孔，可以同時激勵出理想的TM10和TM11模式的耦合
，所以本文采用了圓形電耦合窗設計。

 

圖2 圓形SIW諧振腔電場分布：(a) TM10模式
；(b) TM11模式

 

圖3（a）中的Filter Ⅰ是濾波器設計的原形
，采用雙層介質板的垂直集成結構，中間的銅層采用圓形的電耦合窗將兩種TM模式從下層介質板耦合到上層介質板。輸入輸出口采用異麵異向的結構設計。仿真結果兩個頻段通帶內的插入損耗分別為0.5 dB 和0.6 dB，反射係數在-20dB以下，但兩個通帶之間出現裙邊效應，並且隻有高頻通帶下阻帶一個傳輸零點Tz 1⁃1。

 

Filter Ⅱ是在Filter Ⅰ的基礎上，將輸出端口旋轉180°
，即將輸出口設置成與輸入口同向不同麵的結構
，如圖3（b）所示。仿真結果與Filter I相比，在保持通帶內效果的同時大大提高了低通帶的帶外抑製，這是因為輸出端口在旋轉180°之後，輸入端口與輸出端口的相位差也隨即改變了180°，將原右側的傳輸零點Tz 1⁃1翻轉到左側成為為Tz 2⁃1。同時去除了裙邊效應，並且在兩個通帶內引入傳輸零點Tz 2⁃2，提高了兩通帶之間的隔離度，但是高通帶的下阻帶也出現了裙邊效應。

 

圖4為高階模式TM21在S參數中的位置，在圖中可以看出高階模式TM21大約在55 GHz附近，並且TM11模式與TM21模式所產生的通帶之間有裙邊效應。

 

圖3 兩種濾波器的結構圖和S參數：(a) Filter I; (b) Filter II

 

圖4 Filter II的S參數及TM21在S參數中的位置

 

在Filter Ⅱ的基礎上增加兩個微擾金屬通孔就構成Filter Ⅲ
，圖5為添加金屬通孔微擾之後TM11模式與TM21模式的電場圖，Filter Ⅲ中金屬通孔微擾的位置需根據電場分布來選取：一是不幹擾TM11模，二是選取TM21模電場場強最高的地方
，以對TM21模式進行抑製來實現傳輸零點的引入。所以微擾金屬通孔選取圖5中的位置
，可以明顯看出金屬通孔對TM11模式幾乎無影響

，但對TM21模式已經實現抑製。

 

圖6為FilterⅢ的結構圖及S參數仿真結果，Filter Ⅲ中的兩個微擾金屬通孔貫穿了上下兩層介質基板。通過圖6的仿真結果可以看出
，TM21模與TM11模耦合形成的裙邊效應得到了抑製
，並且引入了傳輸零點Tz 3⁃3。

 

 

圖5 添加金屬通孔微擾的電場圖: (a) TM11; (b) TM21

 

圖6 Filter III的結構圖及S參數仿真結果

 

電耦合窗半徑會對帶寬產生影響，如圖7（a）所示，電耦合窗半徑Slot_R越大Filter Ⅲ兩個通帶的帶寬則越大，也會影響極點個數，在Slot_R=0.78mm 時仿真效果最優
，反射係數均在-20 dB以下。微擾金屬通孔間距對Filter Ⅲ 的影響如圖7（b）所(suo)示(shi)

，當(dang)微(wei)擾(rao)金(jin)屬(shu)通(tong)孔(kong)距(ju)離(li)變(bian)化(hua)時(shi)
，會(hui)在(zai)不(bu)改(gai)變(bian)高(gao)通(tong)帶(dai)性(xing)能(neng)的(de)前(qian)提(ti)下(xia)實(shi)現(xian)低(di)頻(pin)通(tong)帶(dai)的(de)可(ke)控(kong)，而(er)低(di)頻(pin)通(tong)帶(dai)會(hui)隨(sui)著(zhe)微(wei)擾(rao)通(tong)孔(kong)間(jian)距(ju)變(bian)大(da)往(wang)低(di)頻(pin)移(yi)動(dong)。

 

2 雙頻濾波器的測試結果

 

為了驗證設計方法的正確性
，選擇Filter Ⅲ 進行加工製作，在雙層PCB 工藝的基礎上
，製作了尺寸為7.5 mm × 12.35 mm × 0.51 mm 的濾波器，並使用AgilentE8361C 矢量網絡分析儀測試了濾波器的S 參數。圖8 為濾波器Filter Ⅲ的仿真和測試結果。低通帶和高通帶實測的中心頻率（CF）分別為28.4GHz 與39.1GHz，相對帶寬（FBW）分別為6.7% 與8.2%
，測得的最小通帶插入損耗為1.3 dB 和1.5dB，通帶中的回波損耗優於20 dB 和25 dB。另外，三個傳輸零點分別位於22.7、33.2 和54.3 GHz。由於引入了傳輸零點，兩個通帶之間的隔離度優於40 dB，這zhe表biao明ming該gai濾lv波bo器qi可ke以yi更geng好hao地di抑yi製zhi通tong帶dai間jian幹gan擾rao，具ju有you良liang好hao的de頻pin率lv選xuan擇ze性xing和he帶dai外wai抑yi製zhi。由you於yu加jia工gong誤wu差cha和he測ce試shi接jie頭tou的de插cha入ru損sun耗hao，測ce試shi結jie果guo與yu仿fang真zhen結jie果guo之zhi間jian存cun在zai一yi定ding偏pian差cha，兩liang個ge通tong帶dai內nei的de插cha入ru損sun耗hao仿fang真zhen結jie果guo分fen別bie為wei0.5 dB 和0.6 dB
，而插入損耗的實測結果分別為1.3 dB 和1.5 dB；在反射係數中
，仿真結果與實測結果在兩個通帶內均小於20 dB。

 

圖7 不同參數對Filter III S 參數的影響:（a）耦合窗半徑;（b）微擾金屬通孔間距

 

圖8 Filter III S參數的仿真結果與實測結果

 

表1 是本文雙頻濾波器與其他文獻雙頻濾波器的性能比較。由表可見，本文雙頻濾波器在相對帶寬、傳輸零點和小型化方麵具有一定優勢。

 

表1 本文與其他文獻雙通帶SIW 濾波器的性能比較

 

3 結論

 

設she計ji了le一yi種zhong基ji於yu基ji片pian集ji成cheng波bo導dao雙shuang層ceng垂chui直zhi集ji成cheng的de高gao選xuan擇ze性xing雙shuang帶dai通tong濾lv波bo器qi。采cai用yong雙shuang層ceng垂chui直zhi集ji成cheng結jie構gou使shi得de濾lv波bo器qi在zai相xiang同tong性xing能neng條tiao件jian下xia的de體ti積ji更geng小xiao。雙shuang層ceng雙shuang頻pin基ji片pian集ji成cheng波bo導dao濾lv波bo器qi工gong作zuo在zai28.4 GHz 和39.1 GHz，相對帶寬分別為6.7%和8.2%，插入損耗小於1.5dB，並有三個傳輸零點
，具有結構緊湊
、選擇性高、帶外抑製度高的特點。該濾波器可用於5G毫米波雙頻帶無線通信係統。

 

本文內容轉載自《固體電子學研究與進展》2021年6月，版權歸《固體電子學研究與進展》編輯部所有。本文內容不含參考文獻
，如有需要請參考原論文。

 

趙輝
，劉太君
，慕容灝鼎，劉慶，周挺，代法亮，寧波大學信息科學與工程學院，深圳市檢驗檢疫科學研究院

 

 

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