gaoxiaoshisuoyougonglvzhuanhuandegongtongmubiao，gaoxiaonenggoujieshengchengbenhedianli，jianshaohuanjingyingxiang，rangqijiangengxiaogengqing
，dazaogengkekaodeshebeihegenghaodegongneng。duiyuzuixindehexinxingdeyingyonggengshiruci，liru
，jushuofuwuqinongchangdedianzichanpinsanrehekongtiaoxiaohaolequanqiu1%以上的電力。在此應用中，在數百A電流下，刀片服務器的終端電壓可能不到1V，這可能會讓互連電阻和半導體內的損耗更大。

 

數據中心使用配電方案盡量提高效率

 

係統架構師提高效率的努力沒有白費
，從2010年到2018年，雖然網絡流量增長了10倍，數據中心存儲量擴大了20倍，但是服務器農場同期消耗的能量僅增長了6%左右。這是從交流電源降至負載電壓的轉換過程中的中間總線電路的功勞，其“電流”趨向於大約385V直流電的內部總線，來源自交直流功率因數校正級，然後進行降頻變換並隔離
，直至48V總線和備用電池
，再經過隔離或非隔離的“荷載點”直流轉換器（圖1）。

 

圖1：典型的現代數據中心電力布置

 

在“80+ 鈦”等標準的驅策下
，各個功率轉換級的效率也有了顯著提高，該標準的目標是在50%負載和230V交流電輸入下
，將效率提升到96%。新穎的拓撲結構也為此提供了支持，如“無橋圖騰柱PFC”級和諧振直流轉換器
，如移相全橋和“LLC”轉換器
，不過
，半導體技術也取得了發展
，尤其是在采用了碳化矽（SiC）和氮化镓（GaN）製成的寬帶隙開關後。

 

電動車促進了效率提高

 

可以說，現代電動車就是一個移動數據中心
，內置的大規模電機運動控製部件（圖2）為wei其qi提ti供gong了le大da量liang支zhi持chi。由you此ci可ke見jian，功gong率lv轉zhuan換huan和he電dian機ji控kong製zhi效xiao率lv是shi這zhe種zhong交jiao通tong工gong具ju是shi否fou具ju有you內nei在zai可ke行xing性xing的de關guan鍵jian
，而er效xiao率lv提ti高gao會hui帶dai來lai更geng小xiao更geng輕qing的de轉zhuan換huan器qi與yu能neng以yi更geng低di成cheng本ben行xing駛shi更geng長chang裏li程cheng的de電dian池chi之zhi間jian的de良liang性xing循xun環huan。主zhu流liu鋰li離li子zi電dian池chi的de電dian壓ya在zai弱ruo混hun下xia為wei48V
，在強混版本下為400-800V
，erqiezaisuoyouqingkuangxiadouxuyaoqianyinnibianqi
，qietongchangweishuangxiangnibianqi，bingcaiyonggezhongzhiliuzhuanhuanqiweifushufuwushebeigongdian。zaidabufenqingkuangxiadouxuyaochezaijiaozhiliuchongdianqi，tongchangyeshishuangxiangde
，kerangnengliangfanhuidianwang，huoquxianjin。kuandaixibandaotizaiciyinqidisunhaoerbeicaiyong，zaixiangkaiguanhuotongbuzhengliuqiyiyangyoukongzhidanyuanjinxingfeicijibidedongtaipeizhishi，takecujinzhengxianghefanxiangnengliangliudong。

 

圖2：典型的電動車功率轉換元件

 

讓牽引逆變器從采用IGBT技術轉變為采用SiC或GaN的過程存在一些阻力，因為寬帶隙器件的高頻能力在低於20kHz的典型開關頻率下並不能體現出明顯的價值。在這些開關頻率下，IGBT能夠有效工作，它具有低成本和超長的耐用性。不過，現在，使用SiC可以顯著降低開態損耗和其餘開關損耗
，因此該技術會被越來越廣泛地采用。IGBT還需要並聯二極管才能實現電機驅動和雙向能力，而SiC有集成二極管
，不過不一定能有高性能。

 

高效的功率轉換拓撲

 

所有功率轉換器都可以分成兩個基礎類別：“降壓”和“升壓”，也就是隔離形式下的“正向”和“反激”轉zhuan換huan器qi。在zai所suo有you情qing況kuang下xia，都dou至zhi少shao有you一yi個ge開kai關guan和he一yi個ge二er極ji管guan
，而er在zai複fu雜za的de多duo電dian平ping轉zhuan換huan下xia
，可ke能neng有you數shu十shi個ge半ban導dao體ti。為wei了le實shi現xian高gao效xiao率lv
，二er極ji管guan被bei“同步整流器”tidai，zheshiyigetongguozhajidezhudongkongzhixiaofangerjiguandekaiguan。xianzai，bandaotiyajiangjiqidailaidedaodiansunhaojinshouqijiandaotongdianzuyingxiang，keyitongguoxuanzejingjishihuidezuijiaqijianlaijinliangjianxiaogaiyajianghesunhao。

 

開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)比(bi)較(jiao)難(nan)以(yi)控(kong)製(zhi)

，更(geng)快(kuai)的(de)邊(bian)緣(yuan)通(tong)常(chang)會(hui)導(dao)致(zhi)更(geng)小(xiao)的(de)電(dian)壓(ya)和(he)電(dian)流(liu)重(zhong)疊(die)，並(bing)伴(ban)隨(sui)瞬(shun)態(tai)損(sun)耗(hao)
，但(dan)是(shi)損(sun)耗(hao)提(ti)高(gao)與(yu)開(kai)關(guan)頻(pin)率(lv)成(cheng)正(zheng)比(bi)
，因(yin)此(ci)，如(ru)果(guo)突(tu)破(po)SiC或GaN的極限
，以減小磁性元件的體積、成本和重量
，開關損耗仍然不小。為此，拓撲結構偏好采用“軟”開關或諧振開關，在這種情況下，電流升高會延遲，直至電壓在打開時降至零（零壓開關
，也就是ZVS），或類似地，在關閉時實現零電流開關（ZCS）。確保實現ZVS和ZCS的控製過程可能會很複雜，具體取決於運行條件
，而專為諧振運行設計的轉換器可能在過載或瞬態輸入條件下必須采用損耗高的“硬”開關。在實踐中

，圖騰柱等部分轉換級必須在采用硬開關的“連續導通模式”（CCM）和高功率下運行
，因為其他模式，即不連續或臨界導電模式，會讓開關和磁性元件中產生不可接受的高峰值和RMS電流。

 

高效拓撲示例——LLC轉換器

 

為了說明實現高效率的設計技術，我們可以看看LLC轉換器

，它之所以這樣命名是因為一次電路由包含一個電容器和兩個感應器的諧振電路組成
，其中一個感應器是變壓器的一次繞組（圖3）。

 

圖3：LLC轉換器簡圖

 

Q1和Q2這兩個開關的運行類似於“降壓”轉換器，但是可以用死區時間受控且占空比近50%的恒定反相信號輕鬆驅動。這造成了對由L1和T1一yi次ci電dian路lu構gou成cheng的de諧xie振zhen回hui路lu的de方fang波bo驅qu動dong。簡jian而er言yan之zhi，當dang方fang波bo處chu於yu回hui路lu的de諧xie振zhen頻pin率lv時shi，阻zu抗kang最zui小xiao，輸shu出chu電dian壓ya最zui大da。當dang方fang波bo頻pin率lv大da於yu或huo小xiao於yu諧xie振zhen頻pin率lv時shi，阻zu抗kang上shang升sheng，輸shu出chu下xia降jiang。因yin此ci，通tong過guo改gai變bian頻pin率lv
，可ke以yi調tiao整zheng輸shu出chu電dian壓ya。在zai實shi踐jian中zhong
，在zai正zheng常chang條tiao件jian下xia，運yun行xing頻pin率lv會hui被bei設she置zhi為wei大da於yu諧xie振zhen頻pin率lv，這zhe樣yang，回hui路lu“看起來”有電感
，而且Q1和Q2會自然地實現零壓開關，在輸出二極管中也會自然而然地實現零電流開關。控製過程很複雜
，會發生多種諧振，並受負載值的影響。

 

開關寄生定義了高效拓撲中的效果

 

LLC等電路的高效諧振操作受到所選半導體及其特征的影響。在開關前必須釋放輸出電容COSS和存儲的能量EOSS，以矽MOSFET為例
，在矽MOSFET中
，這兩個值很高且可變。COSS的充電和放電操作本身也會產生損耗。SiC MOSFET的這兩個值通常較低
，但無論是矽MOSFET還是SiC MOSFET，在製造過程中，MOSFET都必須在導通電阻與EOSS之間進行權衡，所以RDS(ON)·EOSS是一個可用於比較的有用性能表征。另一個有用的性能表征是RDS(ON)·A
，tashidaotongdianzuhejinglimianjidechengji
，zheerzhexuyaobicizhezhong，jingliyuexiaozemeigejingyuandechanliangyuegao，yuejuyouchengbenxiaoyi，danshigoudaomianjiyuexiao，daotongdianzuyuegao。

 

反向導電特征也很重要，在“死區”時間的反向導電過程中，SiC MOSFET在體二極管上有很高的正向壓降
，從而造成了導電損耗，而該壓降高於舊的Si-MOSFET技術的壓降。SiC MOSFET也有反向恢複能量，不過要比典型的Si-MOSFET好得多。GaN HEMT單元的反向恢複值十分低

，因為它們隻通過溝道反向導電
，但是如果采用負關態柵極驅動電壓，則壓降會高於SiC MOSFET，該壓降會計入有效的總壓降中。雖然增強型GaN HEMT單(dan)元(yuan)名(ming)義(yi)上(shang)關(guan)態(tai)柵(zha)極(ji)電(dian)壓(ya)為(wei)零(ling)，但(dan)是(shi)通(tong)常(chang)建(jian)議(yi)采(cai)用(yong)此(ci)負(fu)驅(qu)動(dong)以(yi)避(bi)免(mian)虛(xu)假(jia)打(da)開(kai)和(he)低(di)閾(yu)值(zhi)電(dian)壓(ya)。源(yuan)極(ji)連(lian)接(jie)和(he)柵(zha)極(ji)驅(qu)動(dong)回(hui)路(lu)的(de)常(chang)見(jian)電(dian)感(gan)通(tong)常(chang)是(shi)瞬(shun)態(tai)電(dian)壓(ya)和(he)高(gao)漏(lou)極(ji)di/dt的成因，後者可造成一定影響。在描述各種開關類型的溝道和反向導電損耗的影響時
，性能表征RDS(ON)·Qrr十分有用。

 

比較開關技術選擇

 

表1中提供了在相同器件電壓和漏極電流等級下，兩種矽超結MOSFET、SiC-MOSFET、GaN HEMT單元和我們現在可以討論的替代性SiC FET的能夠影響效率的器件特征和性能表征的摘要。

 

表1：開關特征比較——650V/20A級

 

該表清楚地表明了相似等級的SiC MOSFET
、GaN與矽超結MOSFET相比的動態特征的優點，雖然導電損耗類似，但是前兩者到殼的熱阻和雪崩能量額定值Eas通常較差。然而

，該表也將SiC FET作為一個替代產品列了出來。SiC FET是SiC JFET和矽MOSFET的共源共柵結構，其導通電阻要低得多，且由於通常采用銀燒結作為晶粒連接方式，其到殼的熱阻比其他器件要好很多。SiC FET的動態性能表征FOM與其他技術一樣出色，甚至好得多。

 

SiC FET的一大實用優勢是其柵極驅動比SiC MOSFET和GaN單元簡單。SiC MOSFET必須在柵極驅動至18V左右才能實現全麵增強，該值非常接近所示器件的絕對最大值23V。該柵極驅動電壓可變
，且體現了一定的遲滯性。E-GaN單元的閾值電壓非常低，絕對最大值僅有7V左右，所以必須注意防止柵極電壓瞬變或過衝帶來的壓力。從比較中可以看出，SiC FET具有可靠的柵極
，且閾值兼容Si-MOSFET，甚至是IGBT，因而可以在0-12V下安全驅動
，且所述器件的絕對最大值為距離該驅動值很遠的+/-25V。如果說應用SiC FET會產生任何問題
，那就是它非常快
，有EMI、過衝和振鈴風險。Si-MOSFET柵極中的串聯電阻並不是控製這些風險的好方法，因為SiC JFET柵極在共源共柵結構中是隔離的。然而
，事實表明，較小的RC緩衝電路是有效的解決方案
，能很好地在EMI控製與盡量維持低損耗之間進行折中。在有大寄生電感的電路中關閉大電流時，尤其如此。它還簡化了快速開關器件的並聯運行。

 

ninkeyixuanzezaigonglvzhuanhuanqizhongshiyongkuandaixiqijianlaishixianjigaodexiaolv
，erguoqu，gaiyingyongzaihendachengdushangyingxiangleshiyongnageqijiandejueding。zaisuoyouchangyongtuopuzhong，shiyongUnitedSiC製造的SiC FET都能實現有用的性能提升。

 

 

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