中心議題：

• 能量回饋功能的級聯型高壓變頻器的仿真研究

• 級聯型高壓變頻器的整流部分都是采用不可控的二極管
• 改進後的級聯型高壓變頻器可以進行能量的雙向傳

1 引言

如圖1所suo示shi，一yi般ban的de級ji聯lian型xing高gao壓ya變bian頻pin器qi的de整zheng流liu部bu分fen都dou是shi采cai用yong不bu可ke控kong的de二er極ji管guan
，因yin而er能neng量liang傳chuan輸shu不bu可ke逆ni，當dang電dian機ji處chu於yu再zai生sheng發fa電dian狀zhuang態tai時shi，回hui饋kui的de能neng量liang傳chuan輸shu到dao直zhi流liu母mu線xian電dian容rong上shang，產chan生sheng泵beng升sheng電dian壓ya，使shi電dian容rong電dian壓ya不bu穩wen。過guo高gao的de泵beng升sheng電dian壓ya有you可ke能neng損sun壞huai開關器件
，從而威脅變頻器的安全工作。

為 此本文采用成熟的三相pwm整流技術，使用可控開關器件組成單個功率單元的整流電路

，實現能量雙向傳輸。同時對直流母線電容電壓進行閉環控製來穩定直流母 線電容的電壓。這種方法還能實現網側單位功率因數，使級聯型高壓變頻器成為真正的綠色變頻器。仿真證明該方法簡單有效。

2 單個功率單元整流部分的數學建模及工作原理

從圖1(a)的(de)拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)可(ke)以(yi)看(kan)到(dao)
，級(ji)聯(lian)型(xing)高(gao)壓(ya)變(bian)頻(pin)器(qi)由(you)多(duo)個(ge)功(gong)率(lv)單(dan)元(yuan)級(ji)聯(lian)而(er)成(cheng)。因(yin)此(ci)
，可(ke)以(yi)以(yi)單(dan)個(ge)功(gong)率(lv)單(dan)元(yuan)為(wei)研(yan)究(jiu)對(dui)象(xiang)，建(jian)立(li)它(ta)的(de)數(shu)學(xue)模(mo)型(xing)並(bing)分(fen)析(xi)其(qi)工(gong)作(zuo)原(yuan)理(li)。

從圖1(b)可以看到
，功率單元的整流部分是由不可控的二極管組成。為了實現能量回饋
，穩定直流母線電容電壓
，需要用可控的igbt替代二極管，進行pwm整流控製。圖2是改造後的功率單元拓撲結構圖。

圖2中，lx(x=a
，b，c)為交流側濾波電感
，電阻rx(x=a，b，c)為濾波電感lx的等效電阻和功率開關管損耗等效電阻的合並。

設三相電源電壓為：

式中：ed，eq
，id
，iq分別為功率單元整流部分的電源電壓矢量
、輸入電流矢量在d-q軸上的分量。

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由(3)式可以看出，d
、q軸變量相互耦合
，因而無法對d、q軸的電流進行單獨控製。為此引入id、iq的前饋解耦控製，且采用pi調節器作為電流環控製器，則有以下方程：

式中：ud*、uq*是d-q軸的電壓給定
；kdp和kdi分別是d軸pi調節器的比例和積分係數
；kqp和kqi分別是q軸pi調節器的比例和積分係數。

由 式(4)可以看出

，電壓指令已經實現了完全解耦控製
，其係統控製框圖如圖3所示。圖3中，采用由pi調節器組成的電壓－電流雙閉環結構
，外部電壓環用於實 現輸出電壓的穩定，內部電流環控製交流輸入電流與輸入電壓同相。其工作原理如下：輸出電壓vdc和給定參考電壓vdc*比較後送入電壓pi控製器
，電壓控 製器的輸出信號作為網側電流有功分量的給定值id*，其大小根據整流器的有功輸出調節
，為達到單位功率因數整流或逆變
，無功分量的給定值iq*設定為0
， 穩態時dq軸的電流給定信號都為直流量，兩個給定值與網側經過變換後的反饋值id、iq相比較後，送入電流pi調節器，在經過解耦和dq→αβ變換後得到 三相網側電壓在兩相靜止坐標係上的控製信號，再經過電壓空間矢量脈寬調製模塊後

，輸出六路svpwm控製信號，從而實現對功率單元整流器的控製。

3 功率單元級聯的仿真係統

按照第2節介紹的數學模型，搭建的功率單元仿真模型如圖4所示。

其中，整流部分控製器的仿真模型如圖5所示。

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4 功率單元級聯的仿真係統

圖6是每相串聯3個功率單元級聯型高壓變頻器的係統仿真模型。

5 仿真實驗

在 係統仿真中采用的實驗參數如下：電壓環采樣頻率為2.5khz；電流環采樣頻率為2.5khz
；三相pwm整流器輸入電壓有效值vm=380v
；電感寄生 電阻阻值r=0.5ω；直流母線電壓給定vdc*=750v

，初始電壓vdc=550v；三相輸入電源頻率f=50hz；三角波載波頻率 fs=2.5khz；直流母線端電容c=3200μf；網側濾波電感l取0.8mh。負載功率為1mw。仿真中不考慮開關損耗的影響。

本仿 真實驗中，在0～0.25s，級聯變頻器的整流器處於不控整流狀態，由整流器中igbt內反並聯的二極管進行不可控整流
；在0.25s～0.55s，級聯 變頻器的整流器處於可控整流狀態，整流器中的igbt開始工作；在0.55s變頻器突投負載

；在0.8s改變變頻器受控電流源的電流方向，變頻器的能量開 始回饋
，級聯變頻器的整流器由整流狀態轉變成逆變狀態。

圖7是級聯型變頻器網側相電流

、相電壓和功率單元直流母線電壓的仿真波形。從圖 7(b)中可以看出，在0.25s級聯變頻器的整流器開始工作時，vdc由初始值550v迅速上升至給定值vdc*，並很快穩定下來；在0.55s時，變 頻器突投負載
，vdc被瞬時拉低，但很快就能重新穩定在給定值。穩定後電壓波動很小；在0.8s時刻
，由於改變受控電流源的電流方向，變頻器的能量開始回 饋，整流器開始由整流狀態轉變成逆變狀態。回饋的能量使vdc在0.8處瞬時拉高
，但由於級聯變頻器的整流器的響應速度非常快，很快就使vdc重新穩定在 給定值。同時，也因為整流器的響應速度快，使vdc在0.8處的升高的不多，保證了係統的安全運行。

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從 圖7(a)中可以看出，在0.25s時級聯變頻器的整流器開始工作時，網側電流有些波動，但在很快就能穩定下來
；在0.55s變頻器突投負載時，網側電流 波動很小，並很快穩定下來。通過比較網側電壓和電流的相位可以看出，兩者相位幾乎重疊在一起，功率因數接近於1
；在0.8s時刻，級聯變頻器進入能量回饋 的狀態，整流器處於逆變狀態。整流器使網側電流的相角網側電壓的相差近180°，功率因數接近-1。級聯變頻器逆變器的三相輸出電壓、電流和單相輸出電壓 波形如圖8所示。

6 結束語

通過仿真實驗的波形可以看出，改進後的級聯型高壓變頻器不僅可以進行能量的雙向傳輸，實現能量回饋；而且，控製係統的響應速度非常快
，使變頻器具有較好的動態性能。因此，該改進方案是正確可行的。