LLC電路擁有開關損耗小的特點，適用於高頻和高功率的設計。但很多人會遇到自己設計出的LLC電路功率偏低的問題，導致LLC電路功率低下的問題多種多樣，本文將以一個半橋諧振LLC為例
，全麵的觀察功率低下的原因
，並試著給出相應的解決辦法。

 

在這個例子當中，LLC和PFC基本都在運行，但效率僅為88%
，經過多次試驗得出如下一組參數，能獲得87-88%的效率

，便無法在繼續提高。下麵是諧振網絡的參數和波形。

 

PFC鐵矽鋁磁環AS130
，外徑33mm，磁導率60，電感量330uH,75圈0.75MM銅線。

 

PFC二極管：MUR460；

 

PFCMOSFET:7N60；

 

PFC輸出電壓395V
，能正常運行；

 

負載：輸出24V,6A146W；

 

LLC級諧振網絡：

 

諧振電感：Ls175uH；

 

諧振電容：Cs，15nF；

 

勵磁電感：Lm,850uH；

 

M=Lm/Ls=5
；

 

Q=0.5；

 

Fr=100KHZ

；

 

磁芯：EER3542/Np44/5/5變壓器匝比8.5
，初級3股0.4，次級6股0.4。

 

開關：7N60

 

二極管20/150肖特基（沒有特意匹配適合的功率器件，經過計算二極管用60V就可以了。）

 

滿載150瓦開關頻率82K
，略低於諧振頻率

，波形如圖1所示，看起來算是正常。

圖1

 

黃色為半橋中點

 

藍色為用電流互感器測試到的諧振網絡的電流波。

 

 

 

因為工作在低於諧振頻率時
，也是ZVS狀態，而且次級能ZCS。所以也是比較有吸引力。但是初級MOSFET關斷電流為勵磁電感的最大電流，所以較低的勵磁電感會造成MOSFET關閉耗損加大。在第一次的參數中初級勵磁電感隻有550uH,針對這點重新計算了諧振網絡的參數，將勵磁電感提高到了850uH，但是問題依然是存在。

 

相比550uH的勵磁電感而言但是效率還是有一點提升的
，至少在空載時看到的勵磁電感電流的峰值是下降了。

圖2

 

次級二極管在初級的諧振網絡電流等於勵磁電感的電流後停止傳遞，自然阻斷ZCS。但是在滿載時候振蕩嚴重
，這一現象是否會惡化效率
，還是說並無影響？

 

滿載150瓦，次級二極管電壓波形，沒有測試電流波形。

圖3

 

 

因為考慮的過載保護使用了二極管鉗位和兩個諧振電容的方案
，不知這樣是否對效率存在影響。

 

針對這幾點思考，下麵給出了相應的修改意見。

 

建議1

 

增zeng大da點dian工gong作zuo頻pin率lv，或huo者zhe說shuo測ce試shi下xia實shi際ji諧xie振zhen電dian感gan的de感gan值zhi和he諧xie振zhen電dian容rong容rong值zhi，計ji算suan諧xie振zhen頻pin率lv，將jiang開kai關guan頻pin率lv設she的de略lve大da於yu諧xie振zhen頻pin率lv比bi較jiao好hao，因yin為wei由you於yu死si區qu的de原yuan因yin會hui導dao致zhi等deng效xiao的de開kai關guan頻pin率lv減jian小xiao。

 

 

在滿足增益的條件下，在重載時開關頻率不要過低，因為會導致在重載時副邊的漏感和原邊的節電容進行諧振。

 

 

整機效率偏低，需要首先將PFC和DCDC部分分開測試

，觀察是由哪部分引起效率偏低的。單純去增大勵磁電感，雖然是減小了勵磁電流，但是對實現ZVS條件不利，為了實現ZVS就需要更長的死區來彌補了。效率不一定會有提升。

 

 

如果是PFC部分效率因為功率比較小，建議采用CRM或者DCM模式，如果空間不是問題，可以采用鐵氧體來提升效率。

 

效率與很多因素有關係，沒有一個絕對的參考值。在半導體器件選型的基礎上通過修改諧振元件的參數盡量去優化效率就可以了。

 

Q值可以算出來，在波形上也可以看出來。次級零流關斷後勵磁電流還在上升，就是諧振電容容量偏大了。

 

或者可以先把次級繞組的截麵積加大，再觀察一下效率。

 

 

采用了上述的建議之後，再次進行試驗。這次滿載30分鍾測試得到的效率


，在89.6%，與上次的參數相比效率提高了1%以上。下麵是這次的各種參數：

 

Vacin=220V

 

Vpfcin=396V

 

Vo=24V

 

IO=6A

 

CORE:EER3542/PC40

 

Ls=173uH

 

M=5

 

Lm=850uH

 

Cs=14nF

 

Fs=103KHz

 

Gnor=1.118

 

Gmax=1.165

 

Gpk=Gmax*1.1=1.28

 

N=9

 

Qe=0.52

圖4

 

 

電感量的加大，減弱了勵磁電流的的幅度,減少了初級MOSFET的關斷耗損。

 

初級匝數的減低，從44減低到36。

 

次級電流密度加大從6跟0.4加大到8跟0.4。

 

峰值增益沒有考慮最低輸入電壓360V，而是從380V開始計算，因為需要的最大增益（分壓網絡的分壓比）需要的較小，隻需要1.16，隻考慮10%的餘量（實際增益到峰值），滿足輸出電壓所需要的網絡分壓比隻需要1.28。根據Q值表選擇到0.52。

 

然後得到諧振網絡的元件值。由於有較大的諧振電感所以需要初級和次級之間的物理距離加大到6-8mm，才能保證170uH的漏感。通過控製初級和次級之間的物理距離能得到合適的漏感量。

 

E開關頻率依然低於的預計諧振頻率，應該要把開關頻率提高到諧振頻率附近。（不足之處開關頻率依然低於諧振頻率太多）

 

將初級的36圈
，降低到34圈，匝比為8.5。但是由於初級匝數的降低漏感也發生了變化，於是需要對發生變化的漏感Ls=155uH，重新計算了諧振網絡的值，Cs=12nF諧振頻率接近115KHZ。勵磁電感為750uH。

 

當調整好參數滿載時，確實發現：通過減低匝比來降低滿載時諧振網絡的增益值，確實而有效的提升了開關頻率。滿載時的開關頻率為109K，諧振頻率為115K，已經比較接近。觀察電流波形，也有比較好的效果。如圖5所示。

圖5