【導讀】鑒jian於yu全quan球qiu能neng源yuan危wei機ji，當dang前qian電dian子zi設she備bei的de重zhong點dian是shi實shi現xian高gao功gong率lv與yu低di能neng耗hao的de結jie合he。因yin此ci

，許xu多duo電dian子zi公gong司si都dou在zai提ti高gao其qi眾zhong多duo產chan品pin規gui格ge中zhong的de效xiao率lv標biao準zhun。然ran而er，常chang規gui的de硬ying開kai關guan轉zhuan換huan器qi幾ji乎hu無wu法fa滿man足zu這zhe些xie要yao求qiu。

鑒jian於yu全quan球qiu能neng源yuan危wei機ji
，當dang前qian電dian子zi設she備bei的de重zhong點dian是shi實shi現xian高gao功gong率lv與yu低di能neng耗hao的de結jie合he。因yin此ci，許xu多duo電dian子zi公gong司si都dou在zai提ti高gao其qi眾zhong多duo產chan品pin規gui格ge中zhong的de效xiao率lv標biao準zhun。然ran而er
，常chang規gui的de硬ying開kai關guan轉zhuan換huan器qi幾ji乎hu無wu法fa滿man足zu這zhe些xie要yao求qiu。所以
，電源單元的開發人員已經轉向諸如LLC諧振轉換器之類的軟開關拓撲，以提高效率並實現更高的工作頻率。但是，他們必須考慮以下幾個方麵的問題。

諧振LLC半橋可確保整個開關設備在導通之前進行零電壓開關(ZVS)(或在關斷時為零電流)。因yin此ci
，可ke以yi通tong過guo在zai每mei次ci轉zhuan換huan期qi間jian疊die加jia開kai關guan電dian流liu和he電dian壓ya來lai避bi免mian能neng量liang損sun失shi。利li用yong這zhe種zhong電dian路lu，開kai關guan損sun耗hao可ke以yi在zai高gao頻pin下xia也ye保bao持chi較jiao低di水shui平ping，從cong而er減jian小xiao電dian抗kang組zu件jian的de尺chi寸cun。當dang然ran，較jiao低di的de損sun耗hao也ye允yun許xu使shi用yong較jiao小xiao的de散san熱re器qi。零ling電dian壓ya條tiao件jian源yuan於yuMOSFET體二極管的固有導通。在極快的負載變化期間，MOSFET可以從零電壓轉換為零電流開關條件。在這種情況下，高dv/dt值可能會將固有雙極型晶體管切換到導通狀態
，這通常會導致MOSFET損壞。

LLC拓撲

LLC拓撲中半橋的基本電路包括兩個機械開關：高邊機械開關(Q1)和低邊機械開關(Q2)。它們由電感器Lr和電容器Cr連接到變壓器(參見圖1)。機械開關由它們的固有二極管(D1和D2)和固有電容輸出電阻(C1和C2)橋接。為了闡明它們在一般工作原理中的作用
，它們在圖1中分別被標示。此外，還可以看到另一個電感Lm。這是變壓器的漏感，它在LLC拓撲中起著重要的作用。

圖1：電感器Lr和電容器Cr連接到變壓器

假設變壓器的初級電感值Lm太高以至於對諧振網絡沒有影響
，則上圖所示的轉換器充當串聯諧振轉換器。

在諧振單元中，如果輸入信號的頻率(fi)等於諧振頻率(fr)，即LC阻抗等於零，則可實現最大放大率。轉換器的工作頻率範圍受兩個特定諧振頻率值所限製。這些數值取決於電路。LLC控製器將MOSFET的開關頻率(fs)設置為等於開關的諧振頻率，以確保諧振的寶貴優勢。

圖2：寄生電氣等效電路

在負載變化期間，諧振頻率從最小值(fr2)變為最大值(fr1)：

當fs≥fr1時
，LLC用作RC串聯諧振電路。該工作原理適用於高負載

，即Lm麵對低阻抗的情況。相反地，對於fs≤fr2

，LLC則充當RC並聯諧振電路，這是低負載的情況。不過這種情況通常不會發生，因為係統隨後將在ZCS(零電流開關)模式下運行。如果頻率fi處於fr2 <fi <fr1的範圍內，那麼這兩種工作原理將結合起來。

圖3

如果以圖形形式顯示諧振單元的放大率，則會得到如圖3所示的曲線，這表明了曲線形狀如何根據Q值而改變。

曲線

LLC諧振轉換器的工作範圍受到最大放大率的限製。特別要注意的是
，在fr1或fr2處無法達到最大電壓放大率。實際上，實現最大放大率的頻率在fr2和fr1之間。隨著Q值的降低(即隨著負載的降低)，最大放大頻率移向fr2，並且獲得了更高的最大放大率。隨著Q值的提高(即負載的增加)，最大放大率的頻率移向fr1，而最大放大率減小了。因此，對於諧振網絡
，滿載是最不利的情況。

關於MOSFET，如上所述

，帶有LLC的諧振轉換器在軟開關MOSFET方麵具有關鍵優勢
，而正弦輸出電流可降低整個係統的發射幹擾(EMC)。

圖4說明了LLC轉換器的典型波形，它還清楚地表明，漏極電流Ids1在變為正值之前先振蕩為負值。負電流值表示體二極管正在導電。在此階段

，MOSFET的漏極-源極電壓非常低，因為它取決於二極管上的壓降電壓。如果在體二極管的電導率實際上為零的同時進行MOSFET開關，則會發生向ZVS的過渡
，從而降低了開關損耗。結果可以減小散熱器的尺寸，從而提高係統的效率。

圖4：LLC轉換器的典型波形

如果MOSFET的開關頻率fs小於fr1
，則轉換器上的電流呈現不同的形狀。 如果這情況持續足夠長的時間，以至在輸出二極管上產生間歇性電流，則初級側的電流會偏離正弦波形。

此外
，如果MOSFET的固有輸出電容C1和C2具有可與Cr相比的數值，則諧振頻率fr也取決於組件。為避免這種情況並使fr值與所使用的組件無關
，關鍵是在設計階段選擇大於C1和C2的Cr數值。

圖5：fs_xiaoyu_fr1情況下LLC轉換器的典型波形

續流和ZVS條件

針對與諧振頻率有關的方程式的分析表明，諧振網絡的輸入阻抗在最大放大率的頻率以上為電感性，而諧振網絡的輸入電流(Ip)則保持低於施加到諧振網絡的電壓(Vd)。在低於最大放大率頻率時，諧振網絡的輸入阻抗相比之下是電容性的
，並且Ip大於Vd。

在電容性範圍內工作期間，在開關操作過程中，體二極管在電壓方麵會發生極性反轉，但體二極管在這個時候仍在承載電流

，這會使MOSFET承受很高的故障風險。如綠色圓圈(圖6)中顯示的那樣，內部二極管的反向恢複時間(trr)是非常重要的。

圖6：具有電容性或電感性輸入阻抗的電流的時間響應

圖7：從低負載到高負載的過渡

根據這一點
，在從低負載過渡到高負載的期間(見圖8)，控製電路(LLC控製器)應能夠使MOSFET切換至ZVS模式並達到正的關斷電流範圍。如果這不能保證
，那麼MOSFET可能會在危險範圍內工作。

圖8：零電壓_ZV_和零電流_ZC_開關區域的增益

在恒定的低負載下，係統在較低的諧振頻率fr2附近運行。在這種情況下，可以保證ZVS模式和正的關斷漏極電流。在負載變化後(從低到高)
，開關頻率應遵循新的諧振頻率。如果不是這種情況(如圖8中的綠線所示)，則係統狀態處於範圍3(ZCS範圍)。 這意味著ZVS模式和正的關斷漏極電流不可用。如果MOSFET關斷
，電流也將流過其體二極管。如果在放大圖中分析從低負載到高負載的過渡，可以建立以下條件：

黑色虛線繪製了過渡過程中的理想路線，而綠線則對應於實際路線。可以看到，在從低負載到高負載的過渡期間
，係統在ZCS範圍內運行。這樣，內部二極管的性能就變得非常重要。因此，在體二極管中恢複時間非常短的斷路器
，便成為了新型LLC概念的發展趨勢。

評測和參考電路板

為了開發開關電源，我們建議您使用評測板或參考板來收集經驗數值
，它們還可用於測試帶有快速體二極管的MOSFET並評估其優勢。這些經驗也可用於儒卓力的不同LLC拓撲型款。

STEVAL-ISA132V1評測板可在限定的時間內提供170 W的連續輸出(VIN = 190 V至264 V AC，VOUT = 24 V)
，峰值輸出超過300W。它的架構基於不帶PFC的單級LLC諧振變換器和L6699諧振控製器。它具有一些創新功能
，例如自調整、可調整的空載時間
、對工作模式的抗電容保護，以及可防止啟動過程中發生硬開關的專有安全啟動。

EVLSTNRG-170W評測板提供了通過使用PFC級以及基於STNRG388A數字控製器的LLC轉換器的數字控製獲得經驗的可能性。在這種情況下，上遊PFC級將在“增強的恒定導通時間”模式(DCM-CCM邊界)下運行，而LLC轉換器則在“時移控製 ”模式(TSC)下運行。該評測板的設計可提供高達170 W的連續輸出，應用支持多種輸出電壓：主要應用為24 V(6 A)，例如12 V (2 A)用於控製器，5 V (2 A)則用於待機操作(始終開啟)。

EVLCMB1-90WADP是另一個較小的輸出評測板
，這是專門針對筆記本電腦AC/DC適配器的典型規格而設計的19 V/90 W轉換器。當然
，隻要在目標設計中對輸出電壓進行相應的調整

，該評測板也可以用作進一步應用的基礎。它具有較寬的電源輸入範圍(頻率為45至65 Hz時為90 V至264 V AC)，低負載時的功耗非常低。

同樣，其架構基於兩階段方法：過渡模式PFC預調節器和下遊LLC半橋諧振轉換器。 PFC級和LLC轉換器的兩個控製器都集成在STCMB1 Combo IC中。

（來源：儒卓力）

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