同步降壓穩壓器是一種常用的電源 ，隨著各類應用要求的不斷提高，行業越來越趨向於追求高能效、高可靠性、高功率密度的設計方案。比如 應用於無線局域網的負載點(PoL)電源

，輸入電壓越來越寬
，工作頻率、功率密度也越來越高
，隨著技術的發展，甚至可將整個電源係統集成在單個封裝中。同步降壓穩壓器其電路結構本身非常簡單， 但工程師要完成高效可靠的同步降壓穩壓器的設計，還是有著不少的技術挑戰
，必須對穩壓器電路的各種工作狀態有著非常深入、透徹的了解，同時還需完成大量的計算工作。本文將介紹快速設計出高效可靠的同步降壓穩壓器的技術
， 以及安森美半導體的 Power Supply WebDesigner在線設計工具，幇助工程師解決所麵臨的技術挑戰。

 

 

設計一個可靠的同步降壓穩壓器，首先必須滿足其動態性能指標如負載響應能力。而輸出電感
、電容的選擇會直接影響到穩壓器的動態性能，所以同步降壓穩壓器的功率電路設計通常是從選擇輸出電感和電容開始。

 

 

從電路設計的角度，為實現快速瞬態響應， 必(bi)須(xu)選(xuan)擇(ze)盡(jin)可(ke)能(neng)小(xiao)的(de)輸(shu)出(chu)濾(lv)波(bo)電(dian)感(gan)和(he)最(zui)小(xiao)的(de)輸(shu)出(chu)電(dian)容(rong)。然(ran)而(er)小(xiao)的(de)電(dian)感(gan)值(zhi)會(hui)增(zeng)加(jia)電(dian)感(gan)電(dian)流(liu)紋(wen)波(bo)，導(dao)致(zhi)電(dian)感(gan)中(zhong)有(you)效(xiao)電(dian)流(liu)值(zhi)增(zeng)加(jia)而(er)使(shi)得(de)導(dao)通(tong)損(sun)耗(hao)增(zeng)大(da)，同(tong)時(shi)所(suo)導(dao)致(zhi)的(de)峰(feng)值(zhi)電(dian)流(liu)的(de)增(zeng)加(jia)
，也(ye)會(hui)大(da)大(da)增(zeng)加(jia)控(kong)製(zhi)管(guan)的(de)開關損耗。

 

使用大電感
，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩態輸出電壓紋波，所導致的低峰值電流也有助於降低MOSFET的(de)開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)，但(dan)電(dian)感(gan)太(tai)大(da)不(bu)僅(jin)會(hui)導(dao)致(zhi)相(xiang)對(dui)較(jiao)大(da)的(de)直(zhi)流(liu)阻(zu)抗(kang)
，產(chan)生(sheng)較(jiao)高(gao)的(de)電(dian)感(gan)損(sun)耗(hao)
，還(hai)會(hui)降(jiang)低(di)穩(wen)壓(ya)器(qi)的(de)負(fu)載(zai)響(xiang)應(ying)能(neng)力(li)，從(cong)而(er)降(jiang)低(di)穩(wen)壓(ya)器(qi)的(de)動(dong)態(tai)性(xing)能(neng)。

 

為選擇適當的電感，通常可假定電流紋波ΔILO為電感平均電流的30%，然後根據下麵的公式直接計算出合適的電感值。

 

 

最小輸出電容的選擇必須考慮到兩個因素：一是穩態下輸出電壓紋波的要求，二是當負載從滿載到空載突變時所允許的最大輸出過衝電壓。

 

但dan輸shu出chu電dian容rong也ye不bu是shi越yue大da越yue好hao
，太tai大da的de輸shu出chu電dian容rong及ji電dian容rong本ben身shen的de寄ji生sheng串chuan聯lian電dian阻zu會hui影ying響xiang到dao穩wen壓ya器qi的de輸shu出chu電dian路lu的de性xing能neng以yi及ji當dang負fu載zai突tu變bian時shi穩wen壓ya器qi的de瞬shun態tai響xiang應ying能neng力li。

 

通常，輸出電容應首選： 一，有較小等效串聯電阻(ESR)的電容， 以便降低交流損耗和輸出紋波
； 二， 有較小等效串聯電感(ESL)的電容， 以便在負載突變時抑製輸出偏差。

 

 

作為控製管和同步整流開關， 功率MOSFET廣泛用於降壓穩壓器中。它們消耗大部分的損耗功率，通常決定了穩壓器的整體能效。

 

 

針對不同的設計要求，比如是想要成本最低，還是想要損耗最低，又或是想要封裝盡可能小等等，需要選擇不同的MOSFET。

 

考慮到額定電流通常與MOSFET成本成正比，有的工程師會根據額定電流的大小來選擇MOSFET，希望以此來控製產品成本；為最大限度地降低導通損耗，有的工程師則會選擇具有最低RDS(ON)的MOSFET；還有的根據質量因數(FOM)= RDS(ON)xQg(TOT)來進行選擇
，希望能平衡導通損耗和開關損耗……這些依賴於參數的選擇方法其實都有不足。使用額定電流及電壓的方法沒有考慮具體的開關損耗
；而最低RDS(ON)法，成本可能會佷高，且MOSFET寄生電容可能導致更低的能效； FOM法則不能預測能效或成本。

 

因yin此ci，無wu論lun是shi為wei了le降jiang低di成cheng本ben，提ti高gao能neng效xiao，還hai是shi為wei了le設she計ji更geng緊jin湊cou的de產chan品pin，必bi須xu完wan整zheng計ji算suan出chu電dian路lu損sun耗hao及ji工gong作zuo溫wen度du，才cai能neng確que保bao設she計ji出chu的de產chan品pin能neng工gong作zuo在zai可ke靠kao的de工gong作zuo溫wen度du範fan圍wei，達da到dao最zui佳jia的de能neng效xiao。

 

 

在計算損耗前，需要先了解MOSFET在同步降壓穩壓器中的工作機製。圖1所示為簡化的穩壓器的功率電路原理圖
，其中Q1為控製管，Q2 為同步管。

 

圖1：簡化的穩壓器的功率電路原理圖

 

同步降壓穩壓器主要有3種工作狀態，其開關順序是A-B-C-B-A

，如圖2所示。

 

圖2：同步降壓穩壓器的開關順序

 

狀態A：控製管導通，輸入電流經過控製管、電感傳送到輸出端。

狀態B：控製管和同步管同時關斷，電感儲能通過同步管的寄生二極管放電
，傳送到輸出端。

狀態C：同步管導通，電感儲能通過同步管放電
，傳送到輸出端。

 

MOSFET的功耗包括控製管和同步管的導通損耗(PCOND)、控製管的開關損耗PSW、同步管的開關損耗、控製管和同步管的柵極驅動損耗PRgate。在140 kHz頻率下導通損耗幾乎占總功耗的70%。隨著頻率升高
，總功耗中逐漸以開關損耗(PSW)為主。

 

1). 控製管Q1的損耗計算

 

Q1工作在硬開關條件下，在小占空比或高頻(> MHz)時以開關損耗為主
，開關性能受同步管Q2影響：快速di/dt可導致反向恢複損耗增加，快速dv/dt有可能引起Q2誤導通, 造成Q1、Q2直通現象，導致額外的損耗。另外

，值得注意的是，由Q2體二極管導致的反向恢複損耗、 Q2輸出電容導致的輸出電容損耗主要耗散於控製管Q1上 [Ref. 1,2]。因此，在計算Q1的開關損耗和溫度時必須綜合考慮到Q2的影響。另外
，Q1的導通阻抗隨結溫上升而上升。結溫越高
，導通阻抗越高，導通損耗就越高， 使得結溫進一步上升。因此
，對Q1的導通損耗必須循環反複計算
，直到管子的溫度計算結果穩定下來。

 

對於高頻應用(>MHz)，控製管Q1的選用應針對降低開關損耗進行優化。Q1損耗的計算公式如下：

 

 

Q1的導通損耗PCOND隨輸入電壓(VIN)增加而降低，開關損耗PSW隨VIN增加而增加
，柵極驅動損耗PRgate與VIN無關。當VIN為最大或最小時
，Q1的總損耗最大。

 

2). 同步管Q2的損耗計算

 

Q2工作在零電壓開關(ZVS)條件下
，當Fsw<1.5 MHz時通常以導通損耗為主。在選擇Q2時，建議選用：

具有低FOM(低Rds_on x Qgs)的MOSFET，以降低Q2的總損耗

低Qgd/Qgs 比率(<1)以防止快速dv/dt引起 Q1、Q2的直通現象

對於高頻應用，選用集成肖特基體二極管的MOSFET，以降低反向恢複損耗以及二極管導通損耗
 

Q2的損耗計算公式如下：

 

 

Q2的導通損耗PCOND隨VIN升高而增加，開關損耗PSW隻是隨著VIN升高而略微增加。而Q2的寄生二極管導通損耗PDcond和柵極驅動損耗PRgate都與VIN無關。因此，當VIN為最大時，Q2損耗最大。

 

綜上所述，當VIN為最大或最小時，Q1 + Q2總的損耗最大。進行計算時
，必須同時考慮Q1和Q2的相互影響。

 

 

以下通過一個設計示例, 演示如何完成控製管Q1和同步管Q2的 優化選擇。如果要設計一個輸出為5 V、10 A的同步降壓穩壓器，其輸入電壓VIN=8---16V，工作頻率FSW= 350kHz。考慮到20%的安全裕量及開關節點的電壓振蕩，可初步選擇額定電壓30 V以上、額定電流IDCONT 額定值≥ 10.3 A的MOSFET。然後
，根據具體的應用要求，確定MOSFET的封裝要求。為簡化演示，我們選擇采用5x6 mm PQFN (Power 56) 封裝的器件。綜合以上選擇條件，安森美半導體的產品陣容中有超過150個器件供選擇
，我們需再進一步從中挑選出合適的Q1和Q2。同樣為簡化演示，我們將列出用於Q1和Q2的各12個器件。

 

對於Q2，VIN= VINMAX時損耗最大。圖3所示的12個器件中，FDMS7656AS有最低的最大損耗。但由於Q2 寄生參數會影響Q1的 開關損耗， 最小Q2 損耗通常並不意味著最佳的總能效。必須比較Q1及Q2的總功耗來找到最佳的Q2以實現最高能效。

 

圖3：Q2的損耗對比

 

對於Q1，VIN= VINMAX或VINMIN時損耗最大。圖4所示的12個器件中，FDMS8027S和FDMS8023S分別在VIN= VINMAX和VINMIN時有最低的最大損耗的Q1。

 

圖4：Q1的損耗對比

 

為優化轉換器能效，首先根據VIN選擇損耗最小的Q1，然後選擇產生損耗最小的Q2。本例中， 無論VIN最小或最大
，最佳的Q2是相同的，都為FDMS7658AS(但並不總是如此，特別是具有寬VIN範圍或高FSW時)。

 

圖5：優化組合Q1和Q2

 

由於當VIN=VINMAX或VINMIN，Q1 + Q2總的損耗最大，我們需對總的損耗進行對比
，選擇最大損耗最低的最佳組合。如圖6所示，選用FDMS8027S為Q1，FDMS7658AS為Q2時，Q1+Q2的最大損耗最低。

 

圖6：Q1和Q2總的損耗對比

 

快速設計高效可靠的同步降壓穩壓器的工具：Power Supply WebDesigner

 

上述設計示例表明，在設計同步降壓穩壓器時，為選擇最佳的Q1和Q2需進行大量繁瑣複雜的計算。為幫助工程師快速完成高效可靠的設計，安森美半導體提供了強大的在線設計平台Power Supply WebDesigner ，加速FET優化。

 

圖7：Power Supply WebDesigner 在線設計平台

 

通過Power Supply WebDesigner裏的SynchronousBuck功率回路損耗分析工具Power Train Loss
，工程師可輕鬆對比合格MOSFET器件的數據及性能，自動排除超過TJ 限製的器件，選擇設計裕量和工作溫度範圍
，選擇單個或雙重封裝的MOSFET
，根據額定電壓
、電流或封裝篩選器件，添加並聯器件和柵極阻尼電阻, 立即計算出不同的Q1 + Q2 組合的損耗，。在完成選定Q1和Q2後hou，工gong程cheng師shi可ke獲huo得de輸shu入ru電dian壓ya笵笵圍wei和he負fu載zai笵笵圍wei內nei功gong率lv回hui路lu的de各ge類lei損sun耗hao和he能neng效xiao曲qu線xian，並bing根gen據ju各ge類lei曲qu線xian和he功gong率lv回hui路lu能neng效xiao彙hui總zong表biao針zhen對dui不bu同tong的de設she計ji進jin行xing完wan整zheng的de分fen析xi、比較 (圖8]。最後，Power Supply WebDesigner可提供PNG格式的電路原理圖
、Excel格式的器件清單

、完整的PDF設計報告，工程師可在線保存
，便於以後參考或修改。

 

圖8：SynchronousBuck功率回路損耗分析工具應用

 

 

為滿足行業高能效、高可靠性和高功率密度的設計趨勢，在進行同步降壓穩壓器的設計時，需從動態性能
、能效設計等方麵綜合考慮。通過仔細調整元器件值，能夠相對容易地實現優化的動態性能，但處理和優化MOSFET功耗的技術通常較為繁瑣複雜。安森美半導體的Power Supply WebDesigner可幫助簡化設計流程，加速MOSFET優化選擇。