這個電路的想法是源自於下麵兩種電路：

 

圖1：無損吸收和一種電路

 

圖1中(a)是無損吸收電路是將漏感的能量返回到輸入端
，這種電路如果參數不合適的話會有較大的無功損耗可能不適用於寬範圍的場合。(b)電路是一個網友剖析的一個電路輸出功率有1000多瓦，這個電路的缺點是輸出功率全部需通過電容Cm來傳遞類似於Cuk
、Speic類電路。綜合電路(a)和(b)的特點就有了一個可以解決漏感問題的簡單而又低成本的反激電路。

 

圖1中(a)的後半部分加(b)的前半部分就構成了這種電路，見下圖：

 

圖2：解決漏感問題的反激電路及等效電路

 

圖2中的兩個電路是一樣的隻是形式不同
，如果去掉電容Cm電路的左側就如同一個帶去磁繞組的正激變壓器初級側，同樣這裏的線圈n1、n3也要采用雙線並繞，如果兩線圈耦合的好二極管D1是可以省掉的，如果耦合的不好就會產生圖1中(a)的效果會有一部分無功損耗。

 

這個貌不驚人的電路其仿真結果卻相當的理想，通過改變漏感Lk和電容Cm的參數還能得到幾種不同的應用。限於水平也可能分析的不對，希望各位行家也能一起探討下。

 

仿一個12V輸出60W的反激電源
，參數如下圖：

 

圖3：12V60W反激電路參數

 

假設初級線圈耦合的比較好可以去掉原D1二極管
，因漏感和電容會發生震蕩所以把D1串入到輸入端隻為方便觀察波形。在有的應用中反而要加大這個LC震蕩，比如QR模式的軟開關。

 

輸入為低壓113V時的波形如下：

 

圖3-1：漏感電流斷續的反激波形

 

在上圖中漏感電流是斷續的，電容Cm的最大電壓200V左右，MOS管的Vds電壓321V左右。

 

這個應用中電容Cm隻是用來吸收漏感能量並在下個開關周期將漏感能量傳遞到次級
，適當的增加Cm的容量會得到更好的效果。

 

圖3-2：漏感電流連續的反激波形

 

當電容Cm增大後對漏感的吸收也變強了

，此時漏感可以設計的大一些
，上圖3-2中可以看到漏感的電流已經為連續模式了（可去掉二極管D1）
，漏感電流亦既輸入電流，輸入電流連續可以提升電源的性能如果用於功率因數校正可以實現連續模式的反激PFC功能。圖中電容Cm的電壓鉗位在輸入電壓（113V）左右
，MOS管的Vds電壓215V左右為輸入電壓+反射電壓（100V左右）之和，由此可推斷在高壓輸入300V時MOS管的Vds電壓為300+100=400V左右
，MOS管可以選用低電壓型號的，電容Cm容量大了成本也會高這個可能需要權衡一下。

 

先就自己的理解去分析下這個電路的原理，首先分析圖3輸入串二極管的電路。

 

圖4-1-1：開關導通時的工作模式及等效電路

 

圖4-1-1中的(b)是開關導通時的等效電路，工作模式分兩個階段：

 

開關導通初期階段，電容Cm上的電壓高於輸入電壓所以先由Cm驅動電感Lm，當Cm的電壓≤輸入電壓時這一階段結束，電容Cm上隻存儲漏感的能量所以這一階段時間很短。

 

開關導通後期階段，漏感Lk和電感Lm串聯由輸入電壓驅動同時電容Cm和電感Lm會發生輕微震蕩（某些情況是靠這個震蕩把漏感能量傳遞到次級）。

 

圖4-1-2：開關截止時的工作模式及等效電路

 

見圖4-1-2中的(b)等效電路，在開關關斷期間輸入和輸出可視為兩個獨立的電路，輸入側漏感Lk的能量被電容Cm吸收，輸出側電感Lm對負載釋放能量。

 

由上麵兩個過程分析可知，在開關Toff期間電容Cm隻存儲漏感的能量
，在開關Ton期間電容Cm隻釋放所存儲的漏感能量並將其傳遞到輸出側，除此之外同普通的反激沒什麼區別。一般設計反激電路時會為漏感預設160V左右的餘量，當用這個電路後這個160V可以忽略了（根據Cm的大小範圍在0-160V之間）可用低耐壓的MOS管同時漏感能量傳遞到次級整體效率會提升不少。

 

其次反激變壓器在連續模式下其輸出二極管有反向恢複問題
，見下圖：

 

圖4-2-1：連續模式下輸出二極管反向恢複問題

 

反向恢複問題可等效的看作是在MOS管旁並聯了一個大電容造成開啟瞬間出現一個電流尖峰，根據反激開關電源的工作機理增大漏感可以抑製這個電流尖峰，見圖4-2-2：

 

圖4-2-2：漏感可抑製輸出二極管反向恢複造成的電流尖峰

 

在(zai)以(yi)往(wang)情(qing)況(kuang)下(xia)增(zeng)加(jia)漏(lou)感(gan)意(yi)味(wei)著(zhe)損(sun)耗(hao)增(zeng)大(da)效(xiao)率(lv)降(jiang)低(di)，漏(lou)感(gan)小(xiao)又(you)有(you)反(fan)向(xiang)恢(hui)複(fu)問(wen)題(ti)效(xiao)率(lv)也(ye)會(hui)降(jiang)低(di)隻(zhi)能(neng)折(zhe)中(zhong)選(xuan)取(qu)一(yi)個(ge)漏(lou)感(gan)。當(dang)采(cai)用(yong)這(zhe)種(zhong)新(xin)拓(tuo)撲(pu)的(de)話(hua)問(wen)題(ti)就(jiu)容(rong)易(yi)解(jie)決(jue)了(le)，可(ke)以(yi)增(zeng)大(da)漏(lou)感(gan)又(you)不(bu)影(ying)響(xiang)效(xiao)率(lv)。

 

在前麵圖2中初級線圈n1、n3是采用雙線並繞，在這個應用中不采用並繞的方式或者是額外引入漏感使n1、n3線圈都寄生有漏感

，電路如下：

 

圖4-2-3：解決輸出二極管反向恢複問題的電路

 

仿真結果如下：

 

圖4-2-4：解決輸出二極管恢複問題的仿真

 

從圖4-2-4中可以看出增加的漏感Lkn3很好的抑製了電流尖峰
，不過漏感Lkn3上的能量隻能傳遞回電源形成無功功率
，好在這部分能量不大無功損耗也就更小了。

 

有一篇叫做“反激變換器繞組鉗位電路的設計與分析”的de文wen章zhang與yu這zhe裏li的de電dian路lu非fei常chang的de相xiang似si。那na個ge電dian路lu所suo具ju有you的de優you點dian也ye是shi這zhe個ge電dian路lu的de優you點dian，從cong而er驗yan證zheng了le之zhi前qian的de理li論lun和he仿fang真zhen結jie果guo。不bu過guo這zhe裏li的de電dian路lu有you著zhe更geng優you異yi的de特te點dian，見jian下xia麵mian兩liang個ge電dian路lu對dui比bi圖tu：

 

圖4-2-5：那個電路與這個電路的對比

 

兩個電路的區別就在於二極管的接法略有不同，圖(b)這個電路能達到更高的效率而且可以實現軟開關。

 

可能有人還沒注意到這個電路區別於其它電路最優異的特點，這個特點在前麵也提到過見下圖：

 

圖4-2-6：不吸收主電感能量的一種結構

 

假設初級兩線圈耦合的好，當開關關閉時上圖中的(a)就等效於圖(b)其結果為主電感被免疫掉了，換言之電容Cm隻吸收漏感能量不吸收主電感能量。

 

而無損吸收電路和文獻中的電路多加了個二極管也就沒有了這個優異的特點。比如圖4-2-5中(a)或者通常的RCD吸收電路，即使電容C上有很高的的電壓也會吸收主電感能量隻是隨著電壓的升高吸收的比例變小而已，圖4-2-6的這個結構則完全不吸收其效率和性能還是很值得期待的。後麵或許會仿一個PFC的應用，在寬範圍輸入條件下這種優點可能會體現的更明顯些。

 

有人說這個電路跟speic電路很像，經分析發現了這個電路同speic電路之間的淵源。

 

圖4-2-7：speic電路與新拓撲的對比

 

圖4-2-7中的(a)是speic電路，其輸出功率全部由電容Cm傳遞。將(a)中的輸入電源換個位置就得到了(b)，圖(b)就是去掉變壓器的新拓撲的等效電路。

 

兩個電路一個RCD吸收一個無損吸收，電路及參數如下：

 

圖4-3-1：RCD吸收及無損吸收PFC電路

 

輸入峰值300V輸出功率60W左右，圖(a)RCD參數為電容100nF，電阻16K歐姆，圖(b)無損吸收電容18nF。仿真結果對比如下：

 

圖4-3-2：普通反激PFC與無損吸收PFC波形對比

 

圖4-3-2中兩電路的MOS管電壓Vds相xiang同tong，輸shu入ru電dian流liu峰feng值zhi無wu損sun吸xi收shou大da於yu普pu通tong反fan激ji，輸shu入ru電dian流liu平ping均jun值zhi相xiang同tong，輸shu出chu電dian流liu平ping均jun值zhi相xiang同tong

，輸shu出chu電dian壓ya無wu損sun吸xi收shou大da於yu普pu通tong反fan激ji，這zhe說shuo明ming在zai相xiang同tong輸shu入ru功gong率lv的de條tiao件jian下xia無wu損sun吸xi收shouPFC電路的效率要高於普通反激。再把波形局部放大對比如下：

 

圖4-3-3：普通反激與無損吸收PFC波形局部放大

 

上圖中(a)普通反激電路Vds有尖峰電壓這是漏感造成的，圖(b)無損吸收則沒有這個電壓尖峰，而且隻用了18nF的電容。兩種電路都采用的是臨界模式控製，輸入電流、輸出電流都是斷續的，輸出電壓上疊加有工頻紋波。

 

在仿真PFC功能的時候發現這個電路的吸收電容並不能設置的太大否則PFC值做不高
，分析發現這個吸收電容Cm的效果跟母線電容一樣，進一步分析得到了這個電路的最終等效電路，見下圖：

 

圖4-3-4：最終等效電路

 

從等效電路看漏感等效為濾波電感，電容Cm等deng效xiao為wei母mu線xian電dian容rong，之zhi前qian的de仿fang真zhen增zeng大da漏lou感gan後hou輸shu入ru電dian流liu為wei連lian續xu也ye能neng從cong這zhe個ge等deng效xiao電dian路lu得de到dao驗yan證zheng。總zong之zhi經jing過guo這zhe個ge電dian路lu的de變bian換huan漏lou感gan可ke以yi被bei利li用yong起qi來lai，既ji能neng實shi現xian輸shu入ru電dian流liu的de連lian續xu又you能neng提ti高gao電dian路lu的de效xiao率lv，還hai有you關guan鍵jian一yi點dian簡jian單dan而er又you低di成cheng本ben。

 

將電路的的參數稍作修改可以實現連續模式的PFC
，見下圖仿真：

 

圖4-3-5：連續模式PFC波形

 

根據圖4-3-4(b)可知這個電路是可以實現輸入連續的
，上圖中由於參數和控製方式的原因輸入電流波形距饅頭波還有一定差距。

 

采用這種電路結構可以將漏感利用起來實現輸入電流的連續，那麼是否也可以將輸出漏感利用起來實現輸出電流的連續
？

 

輸入輸出都連續的反激電路如下圖：

 

圖4-3-6：輸入輸出連續的高效反激電路

 

上圖(a)是實際電路，相對於反激輸入輸出都多了一個線圈，電容隻是換了個位置。圖(b)是等效電路，漏感是按電感的5%取的
，由於輸出是連續所以達到原50mV紋波要求的輸出電容隻需300uF（原電容是3000uF）。仿真如下：

 

圖4-3-7：高效反激波形

 

這(zhe)種(zhong)高(gao)效(xiao)反(fan)激(ji)電(dian)路(lu)同(tong)普(pu)通(tong)反(fan)激(ji)的(de)直(zhi)流(liu)增(zeng)益(yi)是(shi)一(yi)樣(yang)的(de)控(kong)製(zhi)上(shang)也(ye)就(jiu)都(dou)一(yi)樣(yang)
，反(fan)激(ji)還(hai)是(shi)反(fan)激(ji)。由(you)於(yu)漏(lou)感(gan)被(bei)利(li)用(yong)上(shang)實(shi)現(xian)了(le)輸(shu)入(ru)輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)的(de)連(lian)續(xu)所(suo)以(yi)在(zai)性(xing)能(neng)和(he)成(cheng)本(ben)上(shang)會(hui)有(you)很(hen)大(da)優(you)勢(shi)，效(xiao)率(lv)的(de)提(ti)高(gao)恐(kong)怕(pa)不(bu)止(zhi)3-5個點，可以通過仿真看一下這個電路所能達到的效率。（這個電路同時也解決了反激電路連續模式下輸入二極管反向恢複問題，見上圖中MOS電流）

 

效率仿真結果如下：

 

圖4-3-8：高效反激的效率仿真

 

仿真的電路中二極管管壓降為0.3V元器件直流阻抗1m歐，忽略開關損耗及磁芯損耗，從仿真結果看效率可以達到95%左右。

 

來源：電源網論壇