中心議題：

• 介紹多輸入DC/DC變換器的構成原理及PWM 控製原理
• 對多輸入的DC/DC變換器進行實驗並得出結論

解決方案：

• 采用多輸入單輸出的DC/DC變換器，抑製高次諧波，降低紋波
  
  ，提高功率因數
• 優化前饋和反饋控製回路各參數，減小紋波

近些年來，儀器儀表中的電源，已廣泛地應用開關式的DC/DC變換器。但是，把工頻電壓整流，用大電容濾波，再送給DC/DC變換器以獲得所需的電壓。 這種方式會使輸入電流產生很大的高次諧波
，從而汙染了電源. 利用與DC/DC變換器相串聯的有源濾波器，可消除這種高次諧波. 但是，輸入電能需要經過二次處理後才送達負載，顯然，使效率降低。為此

，我們采用多輸入單輸出的DC/DC變換器。利用它
，既可抑製輸入電流的高次諧波
，又可以降低輸出電壓的紋波
，並使功率因數獲得提高。

多輸入DC/DC變換器的構成原理
圖1 電路為兩輸入單輸出的DC-DC變換器。該電路是兩個共用變壓器輸出線圈N3的反激變換器(1～5). 其中eac為工頻電源電壓
，CF1，CF2，LF構成高次諧波濾波器。 工頻電源電壓eac經橋式整流後作為上麵的反激變換器的輸入電壓e1。下麵反激變換器的輸入為一直流電源，如太陽能電池、燃料電池等. 上、下反激變換器共用變壓器線圈N3作為輸出。 N1，N2與N3之間的電感為L，Er 為輸出電壓e0的期望值。
 

圖1 兩輸入單輸出DC-DC變換器原理圖
圖2示出了該電路的PWM控製器原理框圖。流經變壓器原邊N1線圈的電流i1經檢測電阻Rs(該阻值很小)形成
es = i1Rs 壓降，與β1e1 經加減運算電路後得es-β1e1 並送入PWM 1控製器。 其輸出Vs1作為開關管S1 的驅動信號，S1的導通時間為Ton1。它采用的是前饋控製，目的是把e1 和i1的擾動所引起的係統瞬態誤差減到最小
，以改善係統的瞬態響應。

圖2 PWM 控製原理圖

在Vs1的控製下
，e1 經N1
，N3變換後供負載R0取用。但僅用這樣的控製，R0 兩端電壓e0會產生幅值很大的頻率為2倍eac頻率的紋波。為了消除e0的這種低頻紋波，我們采用另一路反饋控製。 即把Er
，β2e0經運算電路運算得Er-β2e0送入圖2的PWM2控製器中。因Vs的周期Ts = 1/fs為總開關周期。顯然
，對PWM控製
，開關頻率fs為一個定值(即周期Ts固定) . 但一個周期Ts中，Ton和Toff是變化的。S1和S2的導通時間之和Ton1+Ton2 = Ton。因此

，隻要把Ton1與Ton取異或即可得到S2的驅動波形V s2。 其中S1的導通時間Ton1采用前饋控製. 而Ton則采用反饋控製。可以推出，i1在Ton1期間，應與工頻電源電流iac的全波整流波形相似；而i2則與i1的相位相反。i0=e0/R0應是一無紋波的固定值。其中i1，i2按線圈N3進行規格化。電池EB傳送到負載部分的電流與( i0-i1) 的量相當。

實驗結果
i1 ，i2 的實測波形如圖3 (a)

，(b) 所示，可見實測與理論推斷是一致的。單輸入單輸出的DC/DC變換器(不含EB部分) 時，eac ，iac和e0的實測波形如圖4 (a) ，(b) 所示。由於采用前饋控製，iac雖有較好波形
，但輸出電壓e0則有約280mV 的紋波。且此時電容C的容量要很大
，約10000μF。可見
，想用增大C的容量來減小紋波是困難的。
(a) i1實測波形(b) i2實測波形
 

圖3 i1和i2波形
(a) eac
， iac實測波形圖(b) e0實測波形圖　　　　 
 

圖4 　單輸入單輸出實測波形
垂直: eac為20V，格-1， iac為100mA，格-1；水平：5ms
，格-1

圖5 (a)，(b)為采用兩輸入單輸出的DC/DC變換器時eac ，iac和e0的觀測波形。此時e0的紋波抑製在80mV 左右
，這個值是較小的。iac的波形基本上為正弦波，高次諧波也被抑製了。隻要進一步優化前饋和反饋控製回路各參數
，e0 的紋波會進一步減小。
(a) eac ， iac實測波形圖(b) e0實測波形
 　　

　　　　
圖5 　雙輸入單輸出實測波形
垂直：eac為20 V
，格-1， iac為100 mA，格-1; 水平：5 ms
，格-1

結束語
由上麵的分析和測量可見
，采用兩輸入的DC/DC變換器的好處。它既抑製輸入電流的高頻分量，降低輸出電壓e0的紋波，又提高了功率因數。因此
，使整個變換器的性能得到令人滿意的改善。如果采用多於兩個輸入(如三輸入以上)，可推想在抑製高頻分量和降低e0紋波方麵會有更好的效果。但是，其控製部分的參數必須經過優化。