中心議題：

• 雙開關正激轉換器更易於實現
• 探討雙開關正激轉換器在低待機能耗應用中的設計 

解決方案：

• 比較三次繞組、RCD鉗位及雙開關正激等常見的磁芯複位技術；
• 分析雙開關正激轉換器的優勢
• 基於雙開關正激磁芯複位技術的NCP1252固定頻率控製器
  
  
  
  摘要：與三次繞組和RCDqianweidengchangjianbianyaqicixinfuweijishuxiangbi，shuangkaiguanzhengjijishubuxuyaoteshudefuweidianlu
  ，gengyiyushixian，qiebaozhengkekaodecixinfuwei，shiyongdegonglvdengjibidankaiguanzhengjijishugenggao。ansenmeibandaotideNCP1252是一款增強型雙開關正激轉換器，具有可調節開關頻率及跳周期模式，帶閂鎖過流保護等多種保護特性，適合計算機ATX電源、交流適配器
  、UC38xx替代及其它任何需要低待機能耗的應用。

 

單開關(或稱單晶體管)正(zheng)激(ji)轉(zhuan)換(huan)器(qi)是(shi)一(yi)種(zhong)最(zui)基(ji)本(ben)類(lei)型(xing)的(de)基(ji)於(yu)變(bian)壓(ya)器(qi)的(de)隔(ge)離(li)降(jiang)壓(ya)轉(zhuan)換(huan)器(qi)，廣(guang)泛(fan)用(yong)於(yu)需(xu)要(yao)大(da)降(jiang)壓(ya)比(bi)的(de)應(ying)用(yong)。這(zhe)種(zhong)轉(zhuan)換(huan)器(qi)的(de)優(you)點(dian)包(bao)括(kuo)隻(zhi)需(xu)單(dan)顆(ke)接(jie)地(di)參(can)考(kao)晶(jing)體(ti)管(guan)
，及(ji)非(fei)脈(mai)衝(chong)輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)減(jian)小(xiao)輸(shu)出(chu)電(dian)容(rong)的(de)均(jun)方(fang)根(gen)紋(wen)波(bo)電(dian)流(liu)含(han)量(liang)等(deng)。但(dan)這(zhe)種(zhong)轉(zhuan)換(huan)器(qi)的(de)功(gong)率(lv)能(neng)力(li)小(xiao)於(yu)半(ban)橋(qiao)或(huo)全(quan)橋(qiao)拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)
，且(qie)變(bian)壓(ya)器(qi)需(xu)要(yao)磁(ci)芯(xin)複(fu)位(wei)，使(shi)這(zhe)種(zhong)轉(zhuan)換(huan)器(qi)的(de)最(zui)大(da)占(zhan)空(kong)比(bi)限(xian)製(zhi)在(zai)約(yue)50%。此外，金屬氧化物半導體場效應管(MOSFET)開關的漏電壓變化達輸入電壓的兩倍或更多，使這種拓撲結構較難於用在較高輸入電壓的應用。

圖1：正激轉換器不帶磁芯複位與帶磁芯複位之對比。

 

正zheng激ji轉zhuan換huan器qi中zhong，變bian壓ya器qi的de磁ci芯xin單dan方fang向xiang磁ci化hua
，在zai每mei個ge開kai關guan周zhou期qi都dou需xu要yao采cai用yong相xiang應ying的de措cuo施shi來lai使shi磁ci芯xin複fu位wei到dao初chu始shi值zhi，否fou則ze勵li磁ci電dian流liu會hui在zai每mei個ge開kai關guan周zhou期qi增zeng大da，經jing曆li幾ji個ge周zhou期qi後hou會hui使shi磁ci芯xin飽bao和he，損sun壞huai開kai關guan器qi件jian。相xiang對dui而er言yan，如ru果guo有you磁ci芯xin複fu位wei，電dian流liu就jiu不bu會hui在zai每mei個ge開kai關guan周zhou期qi增zeng大da，電dian壓ya會hui基ji於yu勵li磁ci電dian感gan(L_mag)反相並使磁芯複位。圖1以單開關正激轉換器為例，簡要對比了無磁芯複位與有磁芯複位的電路圖及勵磁電感電流波形。

 

有3種常見的標準磁芯複位技術，分別是三次繞組，電阻、電容、二極管(RCD)鉗位和雙開關正激。三次繞組磁芯複位技術的電路示意圖參見圖1b)，這種技術能夠提供大於50%的占空比，但開關Q1的峰值電壓可能大於輸入電壓的2倍，而且變壓器有三次繞組，使變壓器結構更複雜。RCD鉗位磁芯複位技術也能使占空比大於50%，但需要寫等式和仿真，以檢驗複位的正確性，讓設計過程更複雜。RCD鉗位技術的成本比三次繞組技術低，但由於複位電路中的鉗位電阻消耗能量
，影響了電源轉換效率。


 

圖2：雙開關正激轉換器電路原理圖。

 
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與前兩種磁芯複位技術相比
，雙開關正激更易於實現，而且開關Q1上的峰值電壓等於輸入電壓
，降低了開關所承受的電壓應力。這種技術需要額外的MOSFET (Q2)和高端驅動器，且需要2個高壓低功率二極管(D3和D4)
，參見圖2。雙開關正激技術的每個開關周期包含3步：第1步，開關Q1
、Q2及二極管D1導通，二極管D2、D3及D4關閉；第2步
，開關Q1、Q2及二極管D1關閉，而二極管D2、D3及D4導通；第3步

，開關Q1、Q2及二極管D1仍然關閉，二極管D2仍然導通
，而二極管D3及D4則關閉。

 

當(dang)然(ran)，采(cai)用(yong)這(zhe)種(zhong)技(ji)術(shu)後(hou)
，轉(zhuan)換(huan)器(qi)就(jiu)成(cheng)了(le)雙(shuang)開(kai)關(guan)正(zheng)激(ji)轉(zhuan)換(huan)器(qi)，它(ta)不(bu)同(tong)於(yu)單(dan)開(kai)關(guan)正(zheng)激(ji)轉(zhuan)換(huan)器(qi)
，不(bu)需(xu)要(yao)特(te)殊(shu)的(de)複(fu)位(wei)電(dian)路(lu)就(jiu)可(ke)以(yi)保(bao)證(zheng)可(ke)靠(kao)的(de)變(bian)壓(ya)器(qi)磁(ci)芯(xin)複(fu)位(wei)，可(ke)靠(kao)性(xing)高(gao)，適(shi)合(he)更(geng)高(gao)功(gong)率(lv)等(deng)級(ji)。

 

NCP1252是安森美半導體新推出的一款改進型雙開關正激轉換器，適合於計算機ATX電源、交流適配器、UC38XX替ti代dai及ji其qi它ta任ren何he要yao求qiu低di待dai機ji能neng耗hao的de應ying用yong，相xiang關guan能neng效xiao測ce試shi結jie果guo將jiang在zai後hou文wen提ti及ji。這zhe器qi件jian也ye是shi一yi種zhong固gu定ding頻pin率lv控kong製zhi器qi
，帶dai跳tiao周zhou期qi模mo式shi，能neng夠gou提ti供gong真zhen正zheng的de空kong載zai工gong作zuo。此ci外wai，NCP1252具有可調節開關頻率
，增強設計靈活性；還帶有閂鎖過流保護功能，能夠承受暫時的過載。其它特性還包括可調節軟啟動時長
、內部斜坡補償、自恢複輸入欠壓檢測等。

 

NCP1252與市場上不含輸入欠壓檢測 、軟啟動及過載檢測的UC384x係列器件相比，提供這係列器件所不包含的這些功能(額外實現成本為0.07美元)，降低成本並提升可靠性。

 

安森美半導體基於NCP1252構建的演示板規格包括：

輸入電壓範圍：350至410 Vdc；

輸出電壓：12 Vdc，精度±5%；

額定輸出功率：96 W (8 A)；

最大輸出功率：120 W (每分鍾持續5秒)
；

最小輸出功率：真正空載(無假負載)；

輸出紋波：50 mV峰值至峰值；

最大瞬態負載階躍：最大負載的50%；

最大輸出壓降：250 mV (5 µs內從輸出電流=50%到滿載(5 A到10 A))。

 

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對等式(9)進行轉換，就可以得到等式(10)，最終我們選擇27 µH的標準值。

輸出電容的均方根電流(I_Cout,rms)計算見等式(11)：

其中，額定電感時間常數(τ)的計算見等式(12)：

3) 變壓器電流
經過一係列計算(詳細計算過程參見參考資料3)，可以得到：次級峰值電流(IL_pk)為11.13 A，次級穀底電流(I_{L_valley})為8.86 A，初級峰值電流(Ip_pk)為0.95 A
，初級穀底電流(I_{p_valley})為0.75 A
，初級均方根電流(I_p,rms)為0.63 A。

4) MOSFET
由於NCP1252是雙開關正激轉換器
，故作為開關的功率MOSFET的最大電壓限製為輸入電壓。通常漏極至源極擊穿電壓(BV_DSS)施加了等於15%的降額因數
，如果我們選擇500 V的功率MOSFET，降額後的最大電壓應該是：500 V x 0.85 = 425 V。我們選擇的功率MOSFET是采用TO220封裝的FDP16N50，其BVDSS為500 V

，導通阻抗(RDS(on))為0.434 Ω(@Tj=110℃)，總門電荷(Q_G)為45 nC，門極至漏極電荷(Q_GD)為14 nC。

MOSFET的導電損耗、開關導通損耗計算見等式(13)到(14)：

其中，交迭時間(Δt)由下列等式計算得出：

MOSFET的開關關閉損耗見等式(16)：

其中
，交迭時間(Δt)由下列等式計算得出：

因此，MOSFET的總損耗為：

5) 二極管
次極二極管D1和D2維持相同的峰值反相電壓(PIV)，結合二極管降額因數(kD)為40%
，可以計算出PIV，見等式(19)：

由於PIV<100 V
，故能夠選擇30 A
、60 V
、TO-220封裝的肖特基二極管MBRB30H60CT。

二極管導通時間期間的導電損耗為：

關閉時間期間的導電損耗為：

NCP1252應用設計：NCP1252元件計算
1) 用於選擇開關頻率的電阻R_t
采用一顆簡單電阻
，即可在50至500 kHz範圍之間選擇開關頻率(F_SW)。假定開關頻率為125 kHz
，那麼我們就可以得到：

其中，V_Rt是R_t引腳上呈現的內部電壓參考(2.2 V)。

2) 感測電阻
NCP1252的最大峰值電流感測電壓達1 V。感測電阻(Rsense)以初級峰值電流的20%餘量來計算
，其中10%為勵磁電流，10%為總公差：

3) 斜坡補償
斜坡補償旨在防止頻率為開關頻率一半時出現次斜坡振蕩，這時轉換器工作在CCM，占空比接近或高於50%。由於是正激拓撲結構，重要的是考慮由勵磁電廠所致的自然補償。根據所要求的斜坡補償(通常為50%至100%)
，僅能夠外部增加斜坡補償與自然補償之間的差值。

目標斜坡補償等級為100%。相關計算等式如下：
內部斜坡：

初級自然斜坡：

次級向下斜坡：

自然斜坡補償：

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由於自然斜坡補償低於100%的目標斜坡補償
，我們需要計算約33%的補償：

由於R_compC_CS網絡濾波需要約220 ns的時間常數，故：

  

4) 輸入欠壓電阻
輸入欠壓(BO)引腳電壓低於V_BO參考時連接I_BO電流源

，從而產生BO磁滯。

NCP1252演示板圖片及性能概覽
NCP1252演示板的詳細電路圖參見參考資料2,其頂視圖和底視圖則見圖3。

圖3：NCP1252演示板的頂視圖及底視圖。

 

在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下，NCP1252演示板不同負載等級時的能效如圖4所示。從此圖可以看出，負載高於40%最大負載時，工作能效高於90%。這演示板還能藉在轉換器次級端同步整流

，進一步提升能效達幾個百分點。

 

  

圖4：NCP1252演示板在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下的能效圖。

 

如前所述
，NCP1252提供軟啟動功能
，其中一個目標應用就是替代UC38xx。NCP1252有一個專用引腳，支持調節軟啟動持續時間及控製啟動期間的峰值。

 

另外，NCP1252的待機能耗性能也很突出。這器件能藉將輸入欠壓(BO)引腳接地來關閉
，而關閉時V_CC輸入端汲入的電流小於100 µA。