中心議題：

• 升壓電路設計特色
• 升壓電路操作模式
• 驅動電路的線性調光能力
• 閉回路控製電路的設計
• 芯片補償網絡控製

升壓電路設計特色
　　
升壓電路是用來驅動LED的串聯電壓高於輸入電壓（圖1），並且有以下的特色：
　　
1.此電路可被設計在效率高於90％下操作。
　　
2.M=SFET的（Source）與LED串共地，這簡化了LED電流的偵測（不像降壓電路必須選擇上側FET驅動電路或上測電流偵測。但是升壓電路也有些缺點
，特別是用於LED驅動，由於LED串的低動態阻抗）。
　　
3.輸入電流是連續的，使得輸入電流的濾波變得簡單許多（並更容易符合傳導式EMI標準的要求）。
　　
4.關閉用的FET毀損不會導致LED也被燒毀。
　　
5.升壓電路的輸出電流為脈衝式波形，因此，必須加大輸出電容以降低LED串的漣波電流。
　　
6.但是過大的輸出電容，使得PWM調光控製變得更具挑戰
，當控製升壓電路開與關，以達到PWM調光控製
，就表示輸出電流會被每一個PWM調光控製周期充放電，這使得LED串電流的上升與下降時間會拉大。
　　
7.峰電流控製方式的升壓電路
，用以控製LED電流是無法達成的
，需要閉回路方式使電路穩定，這又使得PWM調光控製更為複雜，控製電路必須增加頻寬來達到所需要的反應時間。
　　
8.當輸出端短路
，控製電路無法避免輸出電流的增加
，即使關掉Q1FET仍對輸出短路毫無影響，並且輸入端電壓的瞬變造成輸入端電壓的增加量大於LED串聯電壓時過大的湧浪電流可能會造成LED的毀損。


圖1BoostConverterLEDDriver

升壓電路操作模式
　　
升壓電路可操作於二種模式
，連續導通模式（ContinuousConductionMode；CCM）或不連續導通模式（DiscontinuousConductionMode
；DCM），這二種模式是由電感電流的波形決定的。圖2a為CCM升壓電路的電感電流波形，圖2bDCM升壓電路的電感電流波形。
　　
CCM升壓電路是用在最大升壓比例（輸出電壓與輸入電壓比值）小於或等於6
，並在輸入電流大於1安培的情形下
，假如需要更大的升壓比例，則需采用DCM模式。但是DCM模式會產生較大的峰值電流，因此導致電感的毀損增加

，同時也造成均方根電流的增加。所以
，DCM升壓電路的效率要比CCM升壓電路來得低，這也使得DCM的輸出功率受限製。


圖2升壓電路的連續導通模式與不連續導通模式

以SupertexHV9911為例設計升壓LED驅動電路

HV9911為CloseLoop，PeakCurrentControl，SwitchingModeLED驅動電源控製IC，它內建了許多功能來客服升壓電路的缺點。HV9911包含了9-250VDC輸入電壓穩壓器，不需額外電源，僅由單一輸入電壓提供IC動作的工作電源。它內建了2％精密的參考電壓（全溫度範圍）能精確地控製LED串聯電流。並且包含了斷路用的FET驅動電路。當輸出短路或過電壓時，便會自動斷開LED串之對地路徑。此功能縮短了控製電路的反應時間（請參考PWM調光電路說明）。（圖3）

HV9911控製電路的功能


圖3HV9911內部電路結構
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IC內部提供穩壓電路9∼250V輸入電壓，可輸出7.75V電壓輸出提供IC內部電源使用
，若輸入電壓範圍提升可經由外接一個200V，2WZenerDiode於輸入電壓與IC的Vinpin之間（如圖1-4）
，這可使得輸入電壓範圍可提升至450VDC
，亦可以使得IC內部穩壓電路所產生的功率損耗分散一部份在ZenerDiode上。


圖4IncreasingtheInputVoltageRating

IC的VDDpin工作電壓可提高（如果有必要的話）藉由一個二極管連接至外部電壓，此二極管是避免將外部電壓若低於IC內部穩壓電路的輸出電壓時，會造成IC的燒毀，最大的外接靜態穩定電壓為12V（瞬態電壓為13.5V）

，因此11V+/-5％的電壓源是理想的外部提升電壓值。
　　
IC內部提供1.25％、2％精密參考電壓，這參考電壓可用來設定電流參考位準，以及輸入電流限製位準，此參考電壓也同時提供IC內部設定過電壓保護。
　　
振蕩電路時間模式
　　
振蕩電路可經由外部電阻設定振蕩頻率。若此電阻跨接於RT及GNDpins之間
，則IC操作於定頻模式
，另外，若電阻跨接於RT與GATEpins間
，則IC操作於固定關閉時間模式（此模式不需要斜率補償控製使電路穩定）。定頻時間或關閉時間可設定於2.8ms到40ms之間，可運用IC規格書內的計算式設定。
　　
於定頻操作模式下
，將所有SYNC在一起，多個IC可操作在單一頻率。少數個案必須外加一個大電阻2300於SYNC到GND之間，用來抑製雜散電容所造成的振鈴，當所有SYNC連接在一起時，建議使用相同電阻值跨接於每一個IC的RT與GND之間的電阻。
　　
閉回路控製的形成是連接輸出電流信號至FDBKpin
，同時將電流參考位準連接至IREFpin，補償網絡連接至Comppin（傳導運算放大器的輸出端），如圖5所示。放大器的輸出受PWM調光信號所控製，當PWM調光信號為High時放大器的輸端連接至補償網絡，當PWM調光信號為Low時
，放大器的輸出端與補償網絡被切斷，因此補償網絡內的電容電壓維持住，一直到PWM調光信號再度回複High準位時，補償網絡才又連接圖放大器的輸出端，這樣可確保電路動作正常以及獲得非常良好的PWM調光反應，而不需要設計一個快速的控製電路。


圖5FeedbackCompensation
　　
FAULT信號保護驅動電路
　　
FAULT信號pin可用於驅動外部斷接FET（圖6）IC啟動時，FAULT信號維持Low電位，IC啟動過後，此pin被pulledhigh，這使得內電路的LED與升壓電路連接
，電路完成啟動點亮LED

，假如輸出端有過電壓或短路情形發生，內部電路會將FAULT信號拉Low並使LED與升壓電路斷接。
　　
FAULT信號也控於PWM調光控製信號
，PWM調光信號為Low時

，FAULT信號亦為Low
，但當PWM調光信號為High時

，FAULT信號卻不見得為High。
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斷接LED時，可確保輸出電容不會隨著PWM調光信號的周期而充放電。
　　
PWM調光信號到FAULT信號與保護電路的輸出以AND連接著，以確保保護電路動作時能夠覆蓋過PWM及調光控製的輸入。


圖6DisconnectFET
　　
輸出短路保護的動作原理是當輸出偵測電流（於FDBKpin），大於2倍參考電流設定位準（於IREFpin）
，保護動作會發生。過電壓保護的動作原理
，是當OVPpin的電壓大於1.25V時，保護動作也會發生。二個信號被送至一個OR閘再送到保護栓鎖電路。當有任一保護動作發生時，栓鎖電路會將GATE及FAULTpins同時關掉。一旦有保護動作發生時

，必須將電源關掉重開，才能使栓鎖電路恢複重置。
　　
而在IC的啟動需要注意以下兩點：
　　
當VDD與PWMDpins連接在一起
，透過電路上的輸入電壓的連接或斷接來啟動時，IREFpin所連接的電容必須使用0.1uF，而V00pin上所連接的電容值需小於1uF以確保適當的啟動。
　　
假使電路使用外部信號啟動或關閉，而輸入電壓一直保持常開啟時
，則IREF及VDD所使用的電容值可增加。
　　
線性調光能力
　　
調整IREFpin的電壓位準可達到達成輸出電流的線性調整，方法為以可變電阻或分壓電阻網絡或外部提供參考電壓連接至IREFpin。但是，要注意一旦IREF的電壓低到非常小時，IC的短路電流保護比較器的誤差電壓（OFFSET）可能會造成短路保護發生誤動作，這時候必須將IC電源關掉重開，重新啟動電路，為了避免此誤動作，IREF的最低電壓為20∼30mV。
　　
PWM調光（脈寬調變調光）能力
　　
HV9910內部的PWM調光功能卻能夠達到非常快速的PWM調光反應，克服了傳統升壓電路不能非常快速的PWM調光的缺點。
　　
PWMD控製IC內部三個點：
　　
　　●GATE信號到開關FET
　　
　　●FAULT信號到斷接FET
　　
　　●運算放大器到補償網絡的輸出端
　　
當PWMD信號為High時，GATE信號與FAULT可以動作，同時運算放大器的輸出端連接到補償網絡，這使得升壓電路可以正常動作。
　　
當PWMD信號為Low時
，GATE信號與FAULT被停止動作
，能量無法從輸入端轉移到輸出端
，但是，為避免輸出電容放電到LED而造成LED電流下降時間被拉長。
　　
這個放電電容同時也會使得電路重新連接動作時，LED電流的上升時間會被拉長。因此，避免輸出電容的放電是相當重要的。IC輸出FAULT信號斷接FET

，使得LED的電流幾乎立刻的下降到零電流，因此輸出電容並沒有被放電，所以當PWMD信號回複High位準時輸出電容不需要額外的充電電流，這使得上升時間非常快速。
　　
當PWMD信號為Lowshi，shuchudianliujiangzhiling，zheshidehuishoufangdaqikandaolexiangdangdadewuchaxinhaoyufangdaqishuruduan
，huizaochengbuchanghuiludedianrongqishangdedianyahuishangshengzhizuigaodianwei。yincidangPWMD信號回到High時
，過高的補償回路電壓會控製電感峰值電流
，而造成相當大的輸出湧浪電流發生在LED上。
　　
這樣大的LED電流又隨著控製回路速度而回授，這會使得穩定時間被延長，當PWMD信號為Low時，斷開運算放大器與補償回路是有助於維持補償回路的電壓不被改變。因此當PWMD信號回複High時
，電路立刻回複穩態而不會產生過大的LED電流。
　　
閉回路控製電路的設計
　　
補償回路可用來使得升壓電路穩定的操作，可選用Type－Ⅰ補償（一個簡單積分電路）或者TypeⅡ補償（一個積分電路及額外的極點－零點）。補償的類型需要視功率級的交越頻率的相位而定。
閉回路係統（圖7）的回路增益如下：
　　
　　（公式1）

　　Gm為運算放大器的增益（435mA/V）
　　Zs（s）為補償網絡的阻抗
　　Gp（s）為功率級的轉移函式
　　
請注意，雖然電阻分壓比值為1：14
，但是整體效應包含二極管的壓降會是1：15。


圖7LoopGainof　theBoostController

芯片補償網絡控製
　　
假設Fc為回路增益的交越頻率，而功率級的轉移函式在此頻率的振幅與相位角度為Aps與Φps、相位邊限Φm所需增加的相位角度為Φboost。
　　
　　（公式2）Φboost=Φm-Φpx-90º
　　基於所需增加的相位角度，來決定需要何種類型的補償網絡。
　　
　　Φboost≦0º→TypeⅠ控製
　　0º≦Φboost≦90º→TypeⅡ控製
　　90º≦Φboost≦180º→TypeⅢ控製
　　
HV9911為基礎的LDE升壓驅動電路通常並不需要TypeⅢ控製
，所以此篇不討論Ⅲ控製。HV9911TypeⅠ及TypeⅡ控製的使用，請參考表1。[page]


表1NetworkCompensation
　　
TypeⅠ控製的設計相當簡單
，隻要調整Cc即可，因為交越頻率的回路增益之振幅為1
　　
　　（公式4）Rs•Gm•（2πfcCc）•1/15•1/Rcs•Aps=1
　　
　　由上述等式

，若其它參數值已知Cc的電容值可計算出。
　　
　　TypeⅡ控製的等式需被設計如下：
　　
　　（公式5）K=tan（45？+Φboost/2）
　　
　　（公式6）ωz=1/RzCz=2πfc/K
　　
　　（公式7）ωp=Cz+cZ=（2πfc）•K
可得到交越率的回路增益之振幅為1的等式如下：
　　
　　（公式8）

同時解等式（1-6）（1-8）可計算出Rz，Cz及Cc的值。
　　
利用芯片實際設計出驅動電路
　　
　　表2驅動電路設計參數表


圖8驅動電路設計參考

對於低壓應用（輸出電壓＜100V），中等功率輸出（＜30w），開關頻率設為200kHz（時間周期為5ms），對於開關損失以及外部零件的大小來說是個不錯的折衷方案。若是更高的電壓應用或更高的輸出功率，則考慮外部的開關FET的功率損失，就必須降低開關頻率。