中心議題：

• 級聯多電平逆變電路的拓撲結構
• 級聯多電平逆變器控製策略
• 級聯多電平逆變器的其他問題

解決方案：

• 三角載波移相pwm法
• 諧波消去法
• 開關頻率優化pwm法

1 引言

級聯多電平逆變器是由若幹個基本逆變單元(例如h橋逆變器)tongguochuanlianlianjieerxingchengdedanxianghuosanxiangnibianqi。meiyigenibiandanyuankeyishuchufangbohuojietibo，tongguoshuchuboxingdediejiahecheng
，xingchenggengduodianpingtaijiedejietibo，yibijinnibianqidezhengxianshuchudianya。

這種電路的特點：隨著逆變器級聯數目的增加，輸出電壓的電平數增加

，從而使得輸出電壓或電流波形的諧波含量減小;由you於yu多duo個ge逆ni變bian單dan元yuan串chuan聯lian完wan成cheng整zheng個ge逆ni變bian任ren務wu，雖sui然ran整zheng體ti輸shu出chu開kai關guan頻pin率lv變bian高gao，但dan各ge個ge逆ni變bian單dan元yuan功gong率lv器qi件jian的de開kai關guan頻pin率lv並bing不bu高gao，因yin此ci與yu非fei級ji聯lian電dian路lu相xiang比bi功gong率lv器qi件jian承cheng受shou的de電dian壓ya應ying力li減jian小xiao，在zai高gao壓ya應ying用yong中zhong無wu需xu均jun壓ya電dian路lu，同tong時shi可ke避bi免mian大da的dedv/dt所導致的電機負載絕緣等問題;danggechuanlianhuobinglianlianjiedejiliandanyuanzhongyouyigedanyuanguzhangshi，ketongguobacidanyuanduanjieertuichugongzuo，qitadanyuanrengrannenggouzhengchanggongzuo，baozhengxitongzhengchangyunxing。shimokuaihuanibianqichanpindefengzhuang，shengchanhezhizaochengweikeneng
，kuozhanrongyi。

近年來，由於級聯多電平逆變器的上述優點，在中高壓調速領域、不停電電源、交流柔性輸電係統(facts)等(deng)應(ying)用(yong)中(zhong)引(yin)起(qi)了(le)電(dian)力(li)電(dian)子(zi)行(xing)業(ye)的(de)極(ji)大(da)關(guan)注(zhu)，成(cheng)為(wei)中(zhong)高(gao)壓(ya)能(neng)量(liang)變(bian)換(huan)的(de)首(shou)選(xuan)方(fang)案(an)。因(yin)此(ci)級(ji)聯(lian)多(duo)電(dian)平(ping)逆(ni)變(bian)器(qi)的(de)拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)及(ji)其(qi)控(kong)製(zhi)策(ce)略(lve)的(de)研(yan)究(jiu)將(jiang)極(ji)有(you)意(yi)義(yi)。本(ben)文(wen)在(zai)閱(yue)讀(du)國(guo)內(nei)外(wai)文(wen)獻(xian)的(de)基(ji)礎(chu)上(shang)，對(dui)級(ji)聯(lian)多(duo)電(dian)平(ping)逆(ni)變(bian)器(qi)的(de)主(zhu)電(dian)路(lu)拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)及(ji)其(qi)控(kong)製(zhi)方(fang)法(fa)進(jin)行(xing)彙(hui)總(zong)，以(yi)期(qi)對(dui)級(ji)聯(lian)多(duo)電(dian)平(ping)逆(ni)變(bian)器(qi)的(de)研(yan)究(jiu)提(ti)供(gong)參(can)考(kao)。

2 級聯多電平逆變電路的拓撲結構

多電平逆變器實現的結構一般主要有：二極管箝位型(diode-clampedinverter)、飛跨電容箝位型(flying-capacitorinverter)、具有獨立直流電源的級聯型(cascaded-inverters with separate dcsources)、具有多繞組變壓器輸出的多重化型等等。

2.1基本的多電平逆變電路
(1) 全橋逆變電路
全橋逆變器的主電路圖見圖1。由於控製方式的不同
，它可以有很多種工作方式，常用的工作方式為：
兩電平：s1(d1)和s4(d4)導通

，而s2和s3關斷，uab=vdc;反之，s2(d2)和s3(d3)導通，而s1和s4關斷，uab=-vdc;
三電平：s1(d1)和s4(d4)導通，uab=vdc;s2和s3導通，uab=-vdc;s1(d1)和s2(d2)導通或s3(d3)和s4(d4)導通
，uab=0。

對圖1進行改進就可以得到5電平單相橋式逆變電路，如圖2所示。和圖1相比，多了一個電容，使負載輸出的電平數為5:vdc
，-vdc
，0，+vdc/2，-vdc/2。s5截止時其工作同單相全橋逆變電路，可輸出三電平;s5和s4(d4)導通時，uab=vdc/2; s5和s2(d2)導通時，uab=-vdc/2。

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(2) 二極管箝位多電平逆變電路
1977年德國學者holtz首次提出了利用開關管來輔助中點箝位的三電平逆變器主電路
，1980年日本的a·nabae等人對其進行了發展，提出了二極管箝位式逆變電路。圖3(a)為二極管箝位逆變電路，它具有2個電容，能輸出3電平的相電壓。

u相工作情況與輸出相電壓的電平
s11和s12(或d11和d12)通，s41和s42斷
，uo間電位差為vdc/2;
s41和s42(或d41和d42)通
，s11和s12斷
，uo間電位差為-vdc/2;
s12和s41導通
，s11和s42關斷時
，uo間電位差為0;
s12和s41不能同時導通;
u》0時
，s12和d1導通;
u《0時，s41和d4導通。

bhagwat和stefanovic在1983年(nian)進(jin)一(yi)步(bu)將(jiang)三(san)電(dian)平(ping)推(tui)廣(guang)到(dao)多(duo)電(dian)平(ping)的(de)結(jie)構(gou)。二(er)極(ji)管(guan)箝(qian)位(wei)式(shi)多(duo)電(dian)平(ping)變(bian)換(huan)電(dian)路(lu)的(de)特(te)點(dian)是(shi)采(cai)用(yong)多(duo)個(ge)二(er)極(ji)管(guan)對(dui)相(xiang)應(ying)的(de)開(kai)關(guan)器(qi)件(jian)進(jin)行(xing)箝(qian)位(wei)，同(tong)時(shi)利(li)用(yong)不(bu)同(tong)的(de)開(kai)關(guan)組(zu)合(he)輸(shu)出(chu)所(suo)需(xu)的(de)不(bu)同(tong)電(dian)平(ping)。對(dui)於(yu)n電平電路
，直流側需n-1個電容，能輸出n電平的相電壓，線電壓為(2n-1)電平，圖3(b)為二極管箝位式5電平變換電路拓撲結構。顯然輸出電平越多
，其輸出電壓和輸出電流的總諧波畸變率越小。二極管箝位結構的顯著優點：就是利用二極管箝位解決了功率器件串聯的均壓問題，適於高電壓場合。

缺點：雖然開關器件被箝位在vdc/(n-1)電壓上，但是二極管卻要承受不同倍數的vdc/(n-1)反向耐壓;如果使二極管的反向耐壓與開關器件相同，則需要多管串聯，當串聯數目很大時，增加了實際係統實現的難度;當逆變器傳輸有功功率時，由於各個電容的充電時間不同，將形成不平衡的電容電壓。

(3) 飛跨電容箝位型逆變電路
1992年，t·a·maynard和h·foch提出了如圖4(a)所示結構的飛跨電容箝位型逆變電路，其特點是用箝位電容代替圖3中所述的箝位二極管，直流側電容不變，其工作原理與二極管箝位型逆變器相似。

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若要輸出更多的電平
，須按照圖4(b)所示層疊接法進行擴展。因此也稱為多單元層疊型逆變器(imbricatedcell multilevelinverter)[19]。同樣n電平逆變器可輸出n電平相電壓
，(2n-1)電平的線電壓。飛跨電容箝位型逆變器相對於二極管箝位型逆變器的優點是：在電壓合成方麵，開關狀態的選擇具有更大的靈活性;由於電容的引進，可通過在同一電平上不同開關的組合
，使直流側電容電壓保持均衡;可以控製有功功率和無功功率的流量
，因此可用於高壓直流輸電。

缺點是：逆變器每個橋臂需要的電容數量隨輸出電平數增加而增加，再加上直流側的大量電容使得係統成本高且封裝困難;其次控製方法非常複雜，實現起來很困難;並且還存在電容的電壓不平衡問題。

2.2 級聯多電平逆變電路
具ju有you獨du立li直zhi流liu電dian源yuan的de級ji聯lian型xing逆ni變bian器qi是shi將jiang前qian述shu多duo個ge逆ni變bian單dan元yuan串chuan聯lian起qi來lai，使shi逆ni變bian器qi輸shu出chu電dian壓ya的de電dian平ping數shu增zeng加jia，從cong而er使shi得de輸shu出chu波bo形xing的de諧xie波bo含han量liang減jian小xiao

，開kai關guan所suo承cheng受shou的de電dian壓ya應ying力li減jian小xiao。這zhe種zhong結jie構gou的de特te點dian就jiu是shi易yi於yu進jin行xing模mo塊kuai化hua設she計ji，擴kuo展zhan容rong易yi;主要缺點是每個單元需要隔離的直流電源。

(1) 基本的級聯逆變電路
基(ji)本(ben)的(de)級(ji)聯(lian)逆(ni)變(bian)電(dian)路(lu)就(jiu)是(shi)具(ju)有(you)獨(du)立(li)直(zhi)流(liu)電(dian)源(yuan)的(de)級(ji)聯(lian)型(xing)逆(ni)變(bian)器(qi)。其(qi)中(zhong)每(mei)個(ge)單(dan)元(yuan)的(de)直(zhi)流(liu)電(dian)源(yuan)可(ke)以(yi)相(xiang)同(tong)也(ye)可(ke)以(yi)不(bu)同(tong)
，但(dan)逆(ni)變(bian)單(dan)元(yuan)拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)是(shi)同(tong)一(yi)類(lei)型(xing)。如(ru)果(guo)串(chuan)聯(lian)連(lian)接(jie)的(de)逆(ni)變(bian)橋(qiao)中(zhong)
，至(zhi)少(shao)有(you)一(yi)個(ge)獨(du)立(li)直(zhi)流(liu)電(dian)源(yuan)的(de)電(dian)壓(ya)與(yu)其(qi)它(ta)橋(qiao)不(bu)同(tong)，就(jiu)稱(cheng)這(zhe)種(zhong)多(duo)電(dian)平(ping)逆(ni)變(bian)器(qi)為(wei)非(fei)對(dui)稱(cheng)的(de)，否(fou)則(ze)為(wei)對(dui)稱(cheng)(vdc1=vdc2=vdc3)，如圖5(a)所示。非對稱的逆變器一般比對稱型輸出的電平數多(相同結構和級數情況下)。

(2) 混合級聯逆變電路
為(wei)了(le)輸(shu)出(chu)更(geng)多(duo)的(de)電(dian)平(ping)，減(jian)少(shao)隔(ge)離(li)電(dian)源(yuan)數(shu)量(liang)，每(mei)個(ge)單(dan)元(yuan)電(dian)路(lu)結(jie)構(gou)可(ke)以(yi)不(bu)完(wan)全(quan)相(xiang)同(tong)，串(chuan)聯(lian)單(dan)元(yuan)本(ben)身(shen)還(hai)可(ke)以(yi)是(shi)一(yi)個(ge)多(duo)電(dian)平(ping)逆(ni)變(bian)器(qi)，如(ru)二(er)極(ji)管(guan)箝(qian)位(wei)型(xing)逆(ni)變(bian)器(qi)
，或(huo)飛(fei)跨(kua)電(dian)容(rong)箝(qian)位(wei)型(xing)逆(ni)變(bian)器(qi)。這(zhe)種(zhong)由(you)不(bu)同(tong)結(jie)構(gou)單(dan)元(yuan)串(chuan)聯(lian)而(er)成(cheng)的(de)逆(ni)變(bian)器(qi)稱(cheng)為(wei)混(hun)聯(lian)型(xing)逆(ni)變(bian)器(qi)

，如(ru)圖(tu)5(b)所示。如果需要三相，則可以用三組這樣的混聯單元按照圖5(a)所示連接方法相連。實際中，由於級聯多電平主要用於高壓大功率，為了充分發揮不同類型器件的優點(高壓和高頻)，同一組(相)相串聯的不同的逆變單元中常常使用不同的器件，這種連接方式也稱為混聯
，如圖6所示，igbt和igct的混聯型逆變單元，igbt工作於相對較高的頻率，較低的電壓;而igct工作於相對較高的電壓，較低的頻率。

除了上述的聯結方式以外
，還有由一個三相三電平二極管箝位逆變器或飛跨電容型逆變器和三個單相h橋逆變器串聯形成的三相級聯逆變器。這種電路結構簡單
，控製也易於實現
，實際中已有使用。圖7為單-三相混合級聯逆變電路圖。

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(3) 減少獨立電源數的級聯多電平逆變電路
youqianshukeyikanchu，jilianduodianpingdianluxianshileqijudadeyouyuexing，tebieshimokuaihuadeshuchuweixitongdailaihenduofangbian。danshi，zaijuyoudulizhiliudianyuandejilianduodianpingnibiandianluzhong
，qisuoxudulizhiliudianyuanshuhenda，qiesuizheshuchudianpingshujinibianqixiangshudezengjiaerzengjia。ruguomeiyigezhiliudianyuandouxuyaobeikongzhidehua，jiushizhenggexitongdekongzhibiandehenfuza。yinciwenxian[18]提出了一種合成電路的思想，以期減少直流電源數量。

圖8(a)為推薦的三相級聯逆變主電路

，它隻有三個獨立直流電源，每相根據各開關的不同組合可以產生+2vdc、-2vdc
、+vdc或-vdc電平的電壓。圖中fbc為基本的h橋逆變單元。為了避免各直流電源短路，增加了一組合成電路(synthesizingcircuit)。合成電路基本模式如圖8(b)所示，具體實現由圖8(c)所示的兩種方法完成，s1和s2為雙向開關。

3 級聯多電平逆變器控製策略

3.1三角載波移相pwm法(triangular carrier phase shifting pwm method pspwm)
三角載波移相pwm法是一種專門用於級聯多電平逆變器的pwmfangfa。meigenibiandanyuandetiaozhixinhaojunyouyigesanjiaozaiboheyigezhengxiantiaozhibobijiaochansheng，suoyoumokuaidezhengxiantiaozhiboyiyang，ersanjiaozaiboyicixiangyiyigejiaodu，congershidegedanyuanmokuaichanshengdespwm波在相位上相互錯開，最終各模塊串聯疊加後輸出的pwm波頻率提高了很多倍

，可大大減小濾波電感的體積。

如對於m個逆變單元串聯的逆變電路
，假設三角載波的頻率為正弦調製波的k倍，則相鄰載波之間的相移為2π/mk

，相應的輸出等效載波頻率為mk。很多文章對輸出的諧波幅值及頻率與相位之間的關係進行了詳細分析。驗證了上述結論。圖9為3個逆變單元串聯的pspwm調製原理。

該法適合於單相係統。
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3.2 諧波消去法(harmonic elimination methog)
(1) 優化階梯波寬度法(step modulation pwm)
它是基於合成理論，將串聯連接的多個逆變單元輸出的矩形波進行合成、疊加

，成為接近於正弦波的階梯波
，根據要消去的諧波項
，通過優化選擇各逆變單元器件的導通和截止的時刻(也就是各單元輸出方波的寬度)，從而達到消去特定諧波的目的。

如圖10(a)所示為三級串聯的多電平逆變器，v1
、v2和v3是三個逆變單元輸出的電壓，最上麵的波形為合成以後的階梯波形，通過合理選擇θ1、θ2和θ3來優化階梯波。文獻[11][24]對此優化算法進行了詳細分析。

(2) 特定諧波消去法(selective harmonic elimination pwm shepwm)
特定諧波消去法也是基於合成理論，在上述優化階梯波寬度法的基礎上改進而來。優化階梯波寬度法的開關角必須滿足0<θ1，θ2，…，θk<π/2，否則該方法不存在，因此其調製範圍通常較窄。而特定諧波消去法提高了該法的調製範圍。其基本思想是：由k(k為串聯連接的逆變單元數)對脈衝波合成的輸出，可將其調製範圍分為k個區間，在不同的區間采用不同的波形疊加方式。

實際上特定諧波消去法就是每個逆變單元在控製上增加更多的自由度，如對三級串聯的逆變電路三級分別增加自由度變量：α1、α2和α3;β1
、β2、β3和β4;γ1、γ2、γ3、γ4和γ5，如圖10(b)所示
，通過調整這11個參數以消除更多的諧波。但是，很明顯，它是以提高開關頻率做代價的，算法比優化階梯波寬度複雜很多。

(3) 虛擬級的脈寬調製法[21](virtual stage pulse-width modulation techniquevspwm)
上(shang)麵(mian)兩(liang)種(zhong)方(fang)法(fa)的(de)開(kai)關(guan)頻(pin)率(lv)都(dou)是(shi)基(ji)波(bo)頻(pin)率(lv)
，能(neng)消(xiao)除(chu)的(de)諧(xie)波(bo)個(ge)數(shu)受(shou)逆(ni)變(bian)器(qi)電(dian)平(ping)級(ji)數(shu)的(de)限(xian)製(zhi)。為(wei)了(le)消(xiao)除(chu)更(geng)多(duo)次(ci)數(shu)的(de)諧(xie)波(bo)，提(ti)出(chu)了(le)一(yi)種(zhong)更(geng)一(yi)般(ban)的(de)波(bo)形(xing)疊(die)加(jia)方(fang)法(fa)。由(you)k個直流電壓相等的h橋構成的逆變器
，其輸出可以由p個正脈衝和q個負脈衝合成(p-q=k)

，如圖11所示。通過選擇正
、負脈衝的個數，消除更多的諧波。該法不受逆變器電平數的限製，但開關頻率也提高。

其qi實shi，無wu論lun采cai用yong上shang述shu諧xie波bo消xiao去qu法fa中zhong的de何he種zhong方fang法fa
，都dou必bi須xu求qiu解jie一yi組zu超chao越yue方fang程cheng以yi確que定ding開kai關guan角jiao等deng。同tong時shi采cai用yong數shu值zhi法fa求qiu解jie時shi
，存cun在zai解jie的de存cun在zai及ji唯wei一yi性xing問wen題ti。
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3.3 子諧波pwm法(subharmonic pwm)
對於n個逆變單元串聯的逆變器，每相控製可采用n個具有相同頻率(fc)和峰值(ac)的三角載波與一個頻率和幅值分別為fm和am的正弦調製波相比較
，為了使n個ge三san角jiao載zai波bo所suo占zhan的de區qu域yu是shi連lian續xu的de
，它ta們men在zai空kong間jian上shang是shi緊jin密mi相xiang連lian且qie整zheng個ge載zai波bo集ji對dui稱cheng分fen布bu於yu零ling參can考kao的de正zheng負fu兩liang側ce。在zai正zheng弦xian波bo與yu三san角jiao波bo相xiang交jiao的de時shi刻ke，如ru果guo調tiao製zhi波bo的de幅fu值zhi大da於yu某mou個ge三san角jiao波bo的de幅fu值zhi，則ze開kai通tong相xiang應ying的de開kai關guan器qi件jian，反fan之zhi，如ru果guo調tiao製zhi波bo的de幅fu值zhi小xiao於yu某mou個ge三san角jiao波bo的de幅fu值zhi則ze關guan斷duan該gai器qi件jian。該gai方fang法fa的de原yuan理li如ru圖tu12(a)所示。顯然，最上層和最下層的逆變單元器件的開關次數多，因此，為了平衡開關數
，可以采用不同波段變頻的策略，如圖12(b)所示。

根據三角載波的相位的不同，shpwm可分為三種典型的情況。
(1) pd法
所有載波具有相同相位(pd法)：諧波主要集中在載波頻率處
，該處的諧波幅值較大，從而使相電壓畸變較大;其(qi)它(ta)的(de)諧(xie)波(bo)分(fen)量(liang)主(zhu)要(yao)是(shi)以(yi)載(zai)波(bo)整(zheng)數(shu)倍(bei)頻(pin)率(lv)為(wei)中(zhong)心(xin)的(de)邊(bian)帶(dai)諧(xie)波(bo)，幅(fu)值(zhi)較(jiao)小(xiao)。在(zai)三(san)相(xiang)係(xi)統(tong)的(de)輸(shu)出(chu)線(xian)電(dian)壓(ya)中(zhong)
，由(you)於(yu)各(ge)個(ge)三(san)角(jiao)載(zai)波(bo)同(tong)相(xiang)位(wei)，因(yin)此(ci)載(zai)波(bo)處(chu)的(de)諧(xie)波(bo)相(xiang)互(hu)抵(di)消(xiao)，使(shi)線(xian)電(dian)壓(ya)的(de)thd降的較低;因此對於三相係統，如果載波比為3的倍數時

，pd法線電壓諧波最小(三次諧波被消去)。

(2) pod型
所有位於零基準以上的載波同相位
，所有位於零基準以下的載波具有相反相位(pod型)：在相電壓和線電壓中
，都沒有載波諧波，但均存在以載波整數倍頻率為中心的邊帶諧波
，且其幅值大於pd型係統中的相應幅值，所以，該方法最終得到的相電壓和線電壓的相對較高。

(3) apod型
所有載波自上而下，交替反相和同相(apod型)：其頻譜分布與pod型係統很類似，所有諧波基本都位於以載波整數倍頻率為中心的邊帶上
，唯一的區別就是
，pod型中的諧波能量主要集中在載波頻率兩側邊帶中

，而apod型係統中諧波分布更加均勻。顯然
，在apod型係統中
，由於相應諧波在三相係統中，不僅不能相互抵消

，有的甚至相互疊加
，導致線電壓的thd反而大於相電壓的thd。

因此
，在三相係統中pd型係統是最優的。對於單相逆變器，apod配置電壓諧波最小。

shijizhong
，youyuzaihunliandianluzhong，butongnibiandanyuanzhongcaiyongdeqijianbuyiyang
，weilechongfenliyongqijiandekaiguantexing
，yincitiaozhibobubian，erzaibodepinlvkeyishezhidebuyiyang，dagonglvqijiancaiyongjiaodipinlvdezaibo，jiaoxiaogonglvdeqijiancaiyongjiaogaopinlvdezaibo，rutu12(b)所示。這樣既充分利用了器件，又提高了輸出波形質量。

3.4 開關頻率優化pwm法(switch frequency optimal—sfopwm)
開關頻率優化pwm法與shpwm法類似，這種方法
，它們的載波要求相同，但sfopwm的正弦調製波中注入了零序分量，使調製比增大。對於一個三相係統
，這個零序分量是三相正弦波瞬態最大最小值的平均值。所以sfopwm法的調製波是通常的三相正弦波減去零序分量後所得到的波形
，零序分量和三相調製波的計算公式如下：
vzero=(max(va
，vb，vc)+min(va，vb，vc))/2
va*=va-vzero
vb*=vb-vzero
vc*=vc-vzero

該方法隻適用於三相係統，因為注入的零序分量在單相係統統中無法相互抵消
，從而在輸出波形中存在三次諧波，如圖13所示。也有人把開關頻率優化pwm法和三角波移相pwm法結合產生新的ps-sfopwm法，該法特點：在相同的開關頻率下

，等效開關頻率提高了很多倍，因而諧波大大減小，電壓調製比提高了1.15倍。

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3.5 直接脈寬調製法
根據三相參考電壓直接確定在一個控製周期內的開關函數，並計算各個開關函數的作用時間
，最後合成逆變器的pwm脈衝輸出。

特點：不需定義載波信號和空間電壓矢量
，與前幾種方法相比，算法簡單，數字實現容易，占機內存小，在原理上體現了pwm的伏秒平均等效原則。這種方法適合於各種電平，電平數的增加並不增加算法的複雜性和計算量，且不受拓撲結構的限製。

3.6 多電平最優空間電壓矢量法
不管多電平的電平數為多少
，首先借助於電平圓整的方法，將成百上千的待選矢量限製在接近於參考矢量的8個矢量，然後將這8個矢量與參考矢量逐一對比，最接近的參考矢量既為最優空間矢量，從而得到三相最優電平輸出。

該法特點：微機執行的時間與電平數無關。當電壓較高時，電平數較多有較大優勢，開關頻率低
，線電壓總諧波含量低
，優於多載波pwm法。

3.7 混合pwm法
本方法主要針對非對稱混聯逆變電路。為了實現輸出電壓波形的連續調幅，需要對多電平電路進行pwm控製。同時為了降低脈衝階躍幅度帶來的電磁幹擾，連續調幅時產生的脈衝不超過1v。圖14為23型3級h橋非對稱混聯逆變電路(三個級聯單元的直流電壓比為1:2：4)的混合pwm調製方法示意圖。首先對電壓為2v和4v單元按圖14(a)中的iii、iv波形進行驅動，然後將i中正弦調製波和iii
、iv波形相減，得到1v單元的調製波ii。再用ii和三角載波進行調製，形成1v單元的pwm驅動波形，如圖14(b)所示。顯然
，該法隻對1v單元進行了pwm調製

，因此在選擇器件時
，就可以在2v和4v單元使用低頻大功率器件，如igct;而在1v的pwm單元采用高頻小功率器件。

文章同時對該法的擴展進行了研究
，為了降低脈衝階躍帶來的電磁幹擾及消除高次諧波，提出了“1+33”或“2+33”等混聯逆變電路實現方案。

4 級聯多電平逆變器的其他問題

4.1 級聯多電平逆變器的功率平衡
zaiduoqiaochuanliandejilianduichengnibianqizhong，congchangqiyunxingdejiaodukan，genibiandanyuandegonglvpingheng，jiangyingxiangzhuangzhidekekaoxing。weishigenibiandanyuangongzuoyinglipingheng，xuyaoduiqixiangyingdemaichongxunhuanjinxingyanjiu。yixiayanjiujiashechuanliannibiandanyuanshuweik。

(1) 循環變換階梯調製法
它就是傳統的等周期循環法。在相鄰的k個控製周期中，對一相各串聯單元的控製脈衝進行輪換，以保證各單元功率平衡。其輸出脈衝在一個控製周期中總是中心對稱如圖15(a)所示，h1

、h2和h3代表三個串聯h橋。圖15(b)所示為k=3時傳統等周期循環法的工作示意圖及一個完整的循環周期(三個周期)的開關次數。顯然采用這種方式，功率器件的開關次數多。

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(2) 旋轉變換階梯調製法
也ye稱cheng錯cuo位wei等deng周zhou期qi循xun環huan法fa。它ta通tong過guo改gai變bian各ge串chuan聯lian逆ni變bian單dan元yuan的de控kong製zhi脈mai衝chong和he循xun環huan次ci序xu使shi得de在zai兩liang個ge控kong製zhi周zhou期qi切qie換huan時shi，所suo有you功gong率lv器qi件jian不bu動dong作zuo，大da大da減jian少shao開kai關guan次ci數shu。其qi輸shu出chu脈mai衝chong在zai一yi個ge控kong製zhi周zhou期qi中zhong或huo者zhe從cong控kong製zhi周zhou期qi的de起qi點dian開kai始shi，或huo者zhe在zai控kong製zhi周zhou期qi的de終zhong點dian結jie束shu。如ru圖tu16所示
，其中k=3。

顯(xian)然(ran)這(zhe)種(zhong)方(fang)法(fa)既(ji)平(ping)衡(heng)了(le)功(gong)率(lv)，又(you)減(jian)少(shao)了(le)開(kai)關(guan)次(ci)數(shu)，降(jiang)低(di)了(le)器(qi)件(jian)的(de)開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)，很(hen)適(shi)用(yong)於(yu)大(da)功(gong)率(lv)應(ying)用(yong)。有(you)些(xie)文(wen)章(zhang)在(zai)此(ci)基(ji)礎(chu)上(shang)進(jin)行(xing)深(shen)入(ru)研(yan)究(jiu)，提(ti)出(chu)了(le)最(zui)小(xiao)化(hua)管(guan)子(zi)的(de)開(kai)關(guan)時(shi)刻(ke)的(de)方(fang)法(fa)來(lai)優(you)化(hua)輸(shu)出(chu)波(bo)形(xing)，以(yi)及(ji)限(xian)製(zhi)直(zhi)流(liu)電(dian)容(rong)上(shang)的(de)電(dian)壓(ya)脈(mai)動(dong)。與(yu)傳(chuan)統(tong)算(suan)法(fa)相(xiang)比(bi)，這(zhe)種(zhong)算(suan)法(fa)自(zi)由(you)度(du)少(shao)
，控(kong)製(zhi)效(xiao)果(guo)好(hao)。除(chu)了(le)上(shang)述(shu)方(fang)法(fa)外(wai)，還(hai)有(you)等(deng)基(ji)波(bo)周(zhou)期(qi)循(xun)環(huan)法(fa)
、半基波周期循環法等，但它們的開關次數都很多
，損耗大。

4.2 主從逆變單元的功率分配
有些學者為非對稱混聯多電平逆變電路提出了主從逆變單元的概念。主逆變單元(master)就是串聯連接的逆變器中，直流電壓最高的單元

，它承擔級聯逆變器大多數的功率，通常由gto、igct完成，同時通過dc/dc雙向功率電源向從逆變單元(slave)供電。其它的逆變單元稱為從逆變單元，直流電壓較低，隻負責完成自己的逆變任務。圖17所示為(a)(b)(c)(d)分別為4級連接81電平的逆變器主電路、輸出波形、功率分配情況及dc/dc雙向功率電源。

4.3 級聯多電平逆變器的共模電壓的抑製
逆變器的共模電壓是指負載中性點與逆變器輸出的等值中性點之間的電壓。在交流調速中
，pwmnibiandianluhuojilianxingnibiandianluzaishijiyingyongzhongdouhuichanshenggongmodianya。gongmodianyazaigonglvqijiandegaosukaiguanqijianhuichanshengchongfangdiandianliu。cidianliutongguodianjineibudejishengdianrongchanshengliurudixiandeloudianliu。loudianliuguodajiangduidianyuanchanshengdianciganrao，haihuishidianjizhouchengguozaohuihuai，congeryingxiangxitongyunxingdekekaoxing。yinci
，jianxiaohexiaochugongmodianyadeyanjiujiangjiyouyiyi。

文獻[9][36]對在各種不同的控製方法下
，級聯型逆變電路共模電壓的產生機理
、大小進行比較，提出了采用電壓胞異相調製和注入三次諧波等方法
，消除共模電壓，同時並不降低直流電壓利用率。文獻[43]提出了一種新穎的用於消除pwm逆變器輸出共模電壓的有源濾波器。該濾波器由一個單相逆變五繞組共模變壓器組成
，可以產生與pwm逆變器輸出的電壓幅值相等
，相位相反的共模電壓
，通過五繞組共模變壓器疊加到逆變器的輸出
，從而有效消除電機的共模電壓。

5 結束語

級聯多電平逆變電路由於其特有的優越性，在電氣工程領域裏的應用越來越廣泛，特別是在高壓領域裏。本文從拓撲結構、控製方法和功率分配等角度對現有的文章內容進行歸納總結。