中心議題：

• 探討24VDC-220VDC車載開關電源設計方案

解決方案：

• 采用AP法設計相應的推挽變壓器
• 利用推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的方案

隨sui著zhe現xian代dai汽qi車che用yong電dian設she備bei種zhong類lei的de增zeng多duo
，功gong率lv等deng級ji的de增zeng加jia
，所suo需xu要yao電dian源yuan的de型xing式shi越yue來lai越yue多duo，包bao括kuo交jiao流liu電dian源yuan和he直zhi流liu電dian源yuan。這zhe些xie電dian源yuan均jun需xu要yao采cai用yong開kai關guan變bian換huan器qi將jiang蓄xu電dian池chi提ti供gong的de+12VDC或+24VDC的直流電壓經過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC,後級再經過DC-AC變換器轉換為工頻交流電源或變頻調壓電源。對於前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分
、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應不同的輸出功率等級
，變換性能也有所不同。推挽逆變電路以其結構簡單
、變壓器磁芯利用率高等優點得到了廣泛應用

，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合
；同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點，因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案，設計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，並采用AP法設計相應的推挽變壓器。

1、推挽逆變的工作原理

圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲。通過控製兩個開關管S1和S2以相同的開關頻率交替導通，且每個開關管的占空比d均小於50%,留出一定死區時間以避免S1和S2同tong時shi導dao通tong。由you前qian級ji推tui挽wan逆ni變bian將jiang輸shu入ru直zhi流liu低di電dian壓ya逆ni變bian為wei交jiao流liu高gao頻pin低di電dian壓ya，送song至zhi高gao頻pin變bian壓ya器qi原yuan邊bian，並bing通tong過guo變bian壓ya器qi耦ou合he
，在zai副fu邊bian得de到dao交jiao流liu高gao頻pin高gao電dian壓ya
，再zai經jing過guo由you反fan向xiang快kuai速su恢hui複fu二er極ji管guanFRD構成的全橋整流、濾波後得到所期望的直流高電壓。由於開關管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓
，即2UI,而電流則是額定電流，所以

， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。

當S1開通時，其漏源電壓 uDS1隻是一個開關管的導通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0,而此時由於在繞組中會產生一個感應電壓
，並且根據變壓器初級繞組的同名端關係，該感應電壓也會疊加到關斷的S2上，從而使S2在關斷時承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實際中，變壓器的漏感會產生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關斷損耗

，變換器的效率因受變壓器漏感的限製，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩衝電路，也稱為吸收電路，用來抑製尖峰電壓的產生。並且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反並聯上續流二極管FWD。

2、開關變壓器的設計

采用麵積乘積（AP）法進行設計。對於推挽逆變工作開關電源，原邊供電電壓UI=24V,副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V,輸出電流IO=3A,開關頻率fs=25kHz,初定變壓器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T.

（1）計算總視在功率PT.設反向快速恢複二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

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3、推挽逆變的問題分析

3.1能量回饋

主電路導通期間，原邊電流隨時間而增加，導通時間由驅動電路決定。

圖2（a）為S1導通、S2關斷時的等效電路，圖中箭頭為電流流向
，從電源UI正極流出
，經過S1流入電源UI負極，即地，此時FWD1不導通；當S1關斷時，S2未導通之前
，由於原邊能量的儲存和漏電感的原因
，S1的端電壓將升高
，並通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時與S2並聯的能量恢複二極管FWD2還未導通，電路中並沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產生上正下負的感生電壓。如圖2（b）；FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去
，如圖2（c），箭頭指向為能量回饋的方向。

3.2各點波形分析

當某一PWN信號的下降沿來臨時，其控製的開關元件關斷
，由於原邊能量的儲存和漏電感的原因
，漏極產生衝擊電壓，大於2UI,因為加入了RC緩衝電路，使其最終穩定在2UI附近。

當S1的PWN 信號下降沿來臨
，S1關斷
，漏極產生較高的衝擊電壓
，並使得與S2並聯的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路
，此時S2漏極產生較高的衝擊電流，見圖4。

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4、實驗與分析

4.1 原理設計

圖5為簡化後的主電路。輸入24V 直流電壓，經過大電容濾波後
，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關器件IGBT,並在此之間加入RC吸收電路
，構成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經全橋整流
，大電容濾波得到220V直流電壓。並通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT。

以CA3524芯片為核心，構成控製電路。通過調節6
、7管腳間的電阻和電容值來調節全控型開關器件的開關頻率。12、13 管腳輸出PWM脈衝信號，並通過驅動電路，分別交替控製兩個全控型開關器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過調節電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，並與9管腳COM端連同CA3524內部運放一起構成PI調節器

，調節PWM脈衝占空比
，以達到穩定輸出電壓220V的目的。

4.2 結果與分析

實驗結果表麵

，輸出電壓穩定在220V,紋波電壓較小。最大輸出功率能達到近600W,係統效率基本穩定在80%,達到預期效果。其中
，由於IGBT效率損耗較大導致係統效率偏低
，考慮如果采用損耗較小的MOSFET,係統效率會至少上升10%~15%.

注意事項：

（1） 變壓器初級繞組在正、fanlianggefangxiangjilishi
，youyuxiangyingdefumiaojibuxiangdeng
，huishicixindegongzuocihuaquxianpianliyuandian，zheyipiancixianxiangyukaiguanguandexuanzeyouguan，yuanyinshikaiguanguanfanxianghuifushijiandebutong> 可導致伏秒積的不同。

（2）實(shi)驗(yan)中(zhong)，隨(sui)著(zhe)輸(shu)入(ru)電(dian)壓(ya)的(de)微(wei)幅(fu)增(zeng)高(gao)，係(xi)統(tong)損(sun)耗(hao)隨(sui)之(zhi)增(zeng)大(da)，主(zhu)要(yao)原(yuan)因(yin)是(shi)變(bian)壓(ya)器(qi)磁(ci)芯(xin)產(chan)生(sheng)較(jiao)大(da)的(de)渦(wo)流(liu)損(sun)耗(hao)，係(xi)統(tong)效(xiao)率(lv)有(you)所(suo)下(xia)降(jiang)。減(jian)小(xiao)渦(wo)流(liu)損(sun)耗(hao)的(de)措(cuo)施(shi)主(zhu)要(yao)有(you)：減小感應電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長渦流所經的路徑，如采用矽鋼片或非晶帶。

5、結論

推挽電路特別適用於低壓大電流輸入的中小功率場合
，並利用AP法設計了一種高頻推挽變壓器。實驗結果表明推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的方案達到了預期的效果，使輸出電壓穩定在220V並具有一定的輸出硬度，效率達到80%,為現代汽車電源的發展提供了一定的發展空間。