常用的技術

第一，多路輸出變換器的設計可以考慮采用多種拓撲結構。通常，調整主路輸出，其他輔路輸出會按照隔離變壓器相xiang應ying的de匝za數shu比bi進jin行xing交jiao叉cha調tiao整zheng。此ci方fang法fa存cun在zai多duo種zhong問wen題ti

，包bao括kuo反fan激ji和he正zheng激ji變bian換huan器qi，尤you其qi是shi除chu了le在zai調tiao整zheng主zhu路lu中zhong的de輸shu出chu電dian壓ya以yi外wai，非fei常chang難nan以yi在zai各ge輔fu路lu輸shu出chu端duan獲huo得de精jing確que的de電dian壓ya，因yin為wei在zai設she計ji多duo輸shu出chu電dian源yuan變bian壓ya器qi時shi使shi用yong的de匝za數shu比bi隻zhi是shi近jin似si值zhi。此ci外wai
，任ren何he一yi路lu輸shu出chu上shang的de瞬shun態tai負fu載zai影ying響xiang將jiang反fan映ying在zai所suo有you其qi他ta負fu載zai上shang。並bing且qie，由you於yu各ge變bian壓ya器qi繞rao組zu間jian存cun在zai漏lou電dian感gan
，因yin此ci負fu載zai交jiao叉cha調tiao整zheng率lv將jiang比bi較jiao差cha。這zhe些xie問wen題ti可ke以yi通tong過guo將jiang交jiao叉cha調tiao整zheng的de輸shu出chu電dian壓ya設she置zhi得de稍shao稍shao大da於yu所suo需xu值zhi，並bing在zai每mei個ge輔fu助zhu輸shu出chu端duan加jia一yi個ge線xian性xing調tiao節jie器qi來lai解jie決jue,如圖1所示。電流小於3.0A時，最好使用線性調節器作為後級調整輸出
，但是此種方法會犧牲較大的效率為代價

，限製了低輸出電流應用。若采用WVC技術的多路輸出反激變換器，可以有效改善輸出的直流和瞬態特性。具體來說，對各路輸出電壓均進行采樣作加權後調節占空比D，如ru果guo權quan衡heng係xi數shu和he補bu償chang環huan節jie設she計ji合he理li
，電dian源yuan品pin質zhi將jiang會hui得de到dao顯xian著zhu改gai善shan。正zheng激ji變bian換huan器qi多duo路lu輸shu出chu采cai用yong耦ou合he電dian感gan的de設she計ji方fang法fa
，需xu要yao使shi電dian感gan的de匝za數shu比bi等deng於yu主zhu變bian壓ya器qi的de輸shu出chu繞rao組zu的de匝za數shu比bi，對dui於yu負fu載zai不bu對dui稱cheng的de用yong電dian環huan境jing下xia交jiao叉cha調tiao節jie性xing能neng沒mei有you明ming顯xian改gai善shan。

圖1：線性調節器

第二
，為了改善負載交叉調整率

，可使用單獨的DC/DC變換器來進行組合，實現多路輸出穩壓
，但電路比較複雜
，且價格非常昂貴。另一個選擇是用UC3573控製器設計一個降壓轉換器作為後調節器,如圖2所示，比較適合3.0～8.0A電流輸出。這種方法能達到90％的高效率，但是如果後調節器采用多個副線圈的話需要增加整流器、電感和電容器。這種方法增加了一級LC濾波回路
，在多路輸出時
，濾波器的數量明顯增加。同時
，這種降壓斬波電路一般應用在輸入電壓和輸出電壓均較低的電路結構當中。

圖2:降壓轉換器

圖3:磁放大後調節器

第三，用UC1838控製器設計磁放大後調節器
，如圖3所示。它的效率很高，特別適合大於5.0A中低電流的應用，但在高電流應用中效率很低。而且，它不易實現過流保護
，輕負載時的低調節度和高頻（200kHz）時磁放大電感的高費用使它不是一個完美的解決方案。

圖4:次級側同步後置穩壓器

第四，一個較好的選擇是用新型的次級側同步後置穩壓器(SSPR)，如圖4所示。這樣既可以實現前沿又可以實現後沿調節。SSPR在多路輸出隔離電源的精確調節應用方麵具有簡單、高效率、高頻化
、無損耗過流保護和遙控開關機等優點。應用CS5101比LM5115、UCC2540和LT3710等帶有雙N溝道MOSFET後置同步穩壓器控製電路簡單，能夠適應於輸入高壓和低壓的各種電路結構。CS5101是一種帶有N溝道MOSFET驅(qu)動(dong)的(de)同(tong)步(bu)前(qian)沿(yan)開(kai)關(guan)調(tiao)節(jie)控(kong)製(zhi)器(qi)
，可(ke)直(zhi)接(jie)由(you)變(bian)壓(ya)器(qi)的(de)次(ci)級(ji)繞(rao)組(zu)生(sheng)成(cheng)一(yi)個(ge)精(jing)確(que)穩(wen)壓(ya)的(de)次(ci)級(ji)輸(shu)出(chu)，從(cong)而(er)最(zui)大(da)限(xian)度(du)地(di)減(jian)小(xiao)了(le)主(zhu)路(lu)輸(shu)出(chu)電(dian)感(gan)器(qi)和(he)電(dian)容(rong)器(qi)尺(chi)寸(cun)。同(tong)時(shi)
，它(ta)可(ke)以(yi)應(ying)用(yong)於(yu)單(dan)端(duan)或(huo)雙(shuang)端(duan)拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)。

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次級側同步後置穩壓器(SSPR)的工作描述

SSPR調節器允許輔路在沒有初級側反饋的情況下獨立控製輸出。SSPR開(kai)關(guan)後(hou)麵(mian)連(lian)接(jie)次(ci)級(ji)側(ce)整(zheng)流(liu)二(er)極(ji)管(guan)和(he)輸(shu)出(chu)電(dian)感(gan)。在(zai)電(dian)流(liu)模(mo)式(shi)的(de)單(dan)端(duan)正(zheng)激(ji)拓(tuo)撲(pu)結(jie)構(gou)中(zhong)
，初(chu)級(ji)控(kong)製(zhi)器(qi)保(bao)持(chi)一(yi)個(ge)穩(wen)定(ding)的(de)伏(fu)秒(miao)值(zhi)。前(qian)沿(yan)和(he)後(hou)沿(yan)的(de)初(chu)級(ji)側(ce)電(dian)流(liu)波(bo)形(xing)如(ru)圖(tu)5所示。使用峰值電流測量的電流模式控製前沿情況下，後沿調製將導致環路的不穩定。

CS5101 SSPR控製器作為前沿調製設計，應用於電流模式或電壓模式控製。

圖5:主要開關電流波形

SSPR技術的應用

SSPR能用在各種電路拓撲結構中，包括單端/雙端降壓變換器、反激變換器
，可以用於電流控製模式或電壓控製模式。

圖6:主開關波形

在每種拓撲電路中，通常N-FET功率開關會和一個正向二極管串聯使用，如圖6所示。由於N-FET被連接在兩個二極管中間，不可能使用單個的共陰極或共陽極的整流器
，N-FET的源級電壓從變壓器的次級峰值電壓到大約-0.7V（反向二極管的正向壓降）之間變化，設計者必須創建一個浮動的驅動地。

圖7:濾波電感在地端時的主開關波形

如果變壓器的次級多路輸出沒必要是公共地的話
，濾波電感可以連接在地端，如圖7所示。使用這種結構，N-FET的源級也就是輸出電壓VO。這樣使得驅動FET的電路變得簡單、可靠，VC和VCC電壓能從同一點取。但是通過電感的正向電壓轉換被輸出電壓箝位，所以，必需從另外的次級輸出獲得SYNC同步脈衝信號。

圖8:負電壓輸出時的SSPR應用

有兩種方式可以產生負電壓輸出。一種是簡單地在輸出端反接地，如圖8所示。SSPR電路支持負電壓輸出。

圖9:參考地的負電壓輸出SSPR應用

另一種方法如圖9所示。SSPR的柵極驅動電路的參考為電源地，在這種結構中
，需要增加反饋信號倒相。

在推挽或橋式雙端拓撲結構中
，僅需要一個功率開關去控製輸出電壓。如圖10所示。輸出濾波電感可以連接在輸出正端或輸出地端。工作頻率是初級控製器開關頻率的兩倍。

圖10:雙端拓撲結構SSPR應用

對於大功率電源，有中心引出端的單封裝整流器應用，SSPR功率開關的柵極驅動電路可以通過隔離變壓器來實現。如圖11所示。

圖11:隔離變壓器驅動的SSPR應用

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設計實例

下麵給出一個雙路輸出的電流模式控製正激變換器的設計。主路5.0V輸出采用PWM控製器（CS3842A），輔路3.3V輸出采用CS5101控製。

設計參數

輸入電壓範圍18～36Vdc，主路輸出VO1/IO1：5.0Vdc/0.2～3.0Adc

，輔路輸出VO2/ IO2：3.3Vdc/0.3～2Adc,開關頻率100kHz,主輔路線性調整率、負載調整率均＜1.0%
功率變壓器采用TDK磁芯PC40EER25.5-Z，3.3V輸出和5V輸出均采用相同的圈數，功率變壓器的匝數比NPY:NSY5:NSY3:NAUX等於20:11:11:8。占空比範圍：Dmax=0.586,Dmin =    0.293。5.0V輸出電感L1＝100μH，使用一個T72-26的鐵矽鋁磁環，34T

，#24AWG。3.3V輸出電感L2=50μh。使用一個T80-26的鐵矽鋁磁環，42T，#24AWG。兩路輸出各用一隻鋁電解電容，330μf/15V
，ESR=0.12Ω。因為變換器采用電流模式控製，初級峰值電流的采樣通過電流取樣電阻R10獲得。初級側電流斜率的變化受到次級兩路輸出電感的影響。在最低輸入電壓時占空比超過50%
，為了避免環路的不穩定，斜波補償是必要的。

SSPR控製輸出計算

從以上數據可知，低壓輸入時3.3V繞組電壓為：VSY3=18×(11/20)=9.90V。

假設肖特基整流管的正向壓降為0.75V，滿載時FET的正向壓降為0.1V
，占空比修正為：

DO3LL=(3.3+0.75+0.1)/9.9=0.419
DO3HL=(3.3+0.74+0.1)/19.8=0.209。

供電電壓VCC直接取自於3.3V的繞組，其隨著輸入電壓的變化而變化
，VCC＝9.0V～19V。Vcc的參考是地
，而門驅動電壓VC參考點是Q3的源級
，VC = 8.0V～18V。

CS5101的同步電壓閾值是2.5V。為了可靠的工作

，SYNC腳的電壓必須在脈衝期間都高於2.5V。

VSYNC(MIN)=VSY(MIN)×(R14/(R13+R14))=((18×11)/20)×(15K/(5.1K+15K))=7.39V
VSYNC(MAX)=((36×11)/20))×15K/5.1K=14.87V

由於線圈上的電壓在恢複期間是負值
，在R14並聯一個箝位二極管D9。

斜波電容的值是用最小導通時間（高壓輸入時）和內部電流源電流來計算的。CRAMP=C16=300PF。

輸出電流大小可以通過輸出負端的電流取樣電阻R19獲得。由電阻R16

、R17和R20等電阻組成的電壓分壓連接到電流放大器，從而計算過流保護設置點。

設計結果和波形

電路電性能參數如表1所示。
 

從表中可以看出
，3.3V輸出負載效應和源效應均優於0.3%。

實際波形如圖12和圖13所示。

圖12:初級側波形

圖13: SSPR波形