降壓型集成開關電源控製器廣泛應用於各類便攜式設備中。近年來，隨著電池供電的便攜式設備，如手機、MP3播放器

、PDA等性能的提高和功能的日趨豐富
，對於開關電源的效率提出了越來越高的要求。

為提高效率和減少片外元器件，目前應用的Buckbianhuanqitongchangjichenglegonglvkaiguanhetongbuzhengliukaiguan。tongshi，weijianxiaopianwaidianganyuanjiandechicunyishiyingbianxieshishebeideyingyong
，kaiguanpinlvwangwangshezhiweijizhaoshenzhigenggaodeshuliangji。youcidailaidewentishi，dangbianhuanqigongzuozaiqingzaitiaojianxia，kaiguansunhaojiubianchenglezhuyaodegonglvsunhao。erbianxieshishebeiqiaqiachanggongzuoyudaijizhuangtaijiqingzaigongzuozhuangtaixia，qingzaixiaolvduiyuyanchangdianchideshiyongshoumingzhiguanzhongyao。yinci，tigaoqingzaixiaolvdewentishoudaolegaoduguanzhu。

解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。這種技術有PFM/PWM多模式調製、共柵驅動等，但是它們有一個共同的缺點：開關頻率隨負載調製，這使片外濾波器的設計變得相當複雜。

本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關電源控製器芯片采用了Burst/PWM多模式調製技術
，控製變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM模式，而當負載降低到一定程度時，自動切換到Burst模式並以降低的恒定頻率工作。其主要優點是減少了開關損耗
，又不增加片外濾波器的設計複雜度。此外，Burstmoshihaikeyigenjuyingyongdexuyao

，youyonghukongzhishinenghuojinzhi。bingqiezaimoshizhuanhuanguochengzhong，caiyongshuangjizhunfashixianmoshizhuanhuandepinghuaguoduhefuzaichizhi。tongshi，xinpianyinrupianshangdianliujiancejishuyiqudaichuantongdedianzudianliujiance，zaiyidingchengdushangjianshaolegonghao。gonglvkaiguanhetongbuzhengliukaiguandejichengyejianhualepianwaiyingyongdianludesheji。

綠色模式降壓型開關電源控製器係統設計

本文提出的綠色模式降壓型開關電源控製器是一個恒定頻率工作、峰值電流控製模式的Buck變換器，輸出電壓經由片外分壓電阻反饋調節，功率開關和同步整流開關均由片上集成。係統原理如圖1所示。
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1、峰值電流PWM控製模式

DC2DCbianhuanqidekongzhicelvezhuyaoyoudianyaxingkongzhihedianliuxingkongzhiliangzhong。yudianyaxingkongzhixiangbi，dianliuxingkongzhicelveyinjuyoujiaohaodexianxingtiaozhenglvhejiaoweijiandandebuchangdianludengyoudianerbeiguangfancaiyong。
作者提出的綠色模式Buck變換器在重載條件下工作時
，采用峰值電流PWM控製策略。通常，根據電感電流檢測方法的不同，電流型控製又可分為平均電流控製、峰值電流控製、模擬電流控製等不同模式，其中峰值電流控製模式因對輸入電壓和輸出負載變化的瞬態響應快、具有瞬時峰值電流限流功能等優點，應用最為廣泛。

峰值電流控製環路主要由電流環和電壓環構成。控製環路的工作過程由圖2所示。圖中：
Vsense=Vin-KIsense(1)
式中Vin是輸入電源電壓
；Vsense是電流檢測模塊檢測到的電壓信號；Isense是檢測模塊檢測到的與電感電流成比例的信號。另外，圖2中的Vpeak信號即為受電壓環控製的預期要達到的與電感電流峰值相對應的電壓信號。

在每個周期開始時
，由時鍾上升沿置位主RS觸發器，功率開關打開，變換器進入充電階段

，電感電流上升，Isense上升而Vsense下降。當電感電流達到峰值，即Vsense達到Vpeak時
，電流比較器(Icomp)的輸出複位RS觸chu發fa器qi控kong製zhi功gong率lv開kai關guan關guan斷duan。這zhe就jiu是shi電dian流liu環huan的de工gong作zuo過guo程cheng。而er電dian感gan電dian流liu的de峰feng值zhi主zhu要yao由you電dian壓ya環huan控kong製zhi。具ju體ti地di說shuo
，當dang反fan饋kui電dian壓ya下xia降jiang到dao基ji準zhun以yi下xia時shi，誤wu差cha放fang大da器qi(EA)輸出上升
，限製電流上升峰值的Vpeak電壓隨之下降
，於是功率開關的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。其中反饋電壓是由輸出電壓經過電阻分壓得到的。

在功率開關關斷的時間間隔內，傳統的降壓型Buck變換器采用肖特基二極管作為續流二極管。因此
，當肖特基二極管導通時
，它的導通壓降(典型值013V)引yin起qi的de功gong率lv損sun耗hao將jiang是shi不bu可ke避bi免mian的de。為wei了le減jian少shao導dao通tong損sun耗hao
，引yin入ru了le同tong步bu整zheng流liu技ji術shu。同tong步bu整zheng流liu即ji采cai用yong一yi個ge同tong步bu功gong率lv開kai關guan代dai替ti整zheng流liu二er極ji管guan。當dang同tong步bu整zheng流liu開kai關guan導dao通tong時shi，導dao通tong電dian阻zu一yi般ban在zai100mΩ以下

，以1A負載為例，此時的導通損耗近似為011W;而對於導通電壓為013V的肖特基二極管，損耗近似為013W.可見在中小功率的應用當中
，同步整流可以有效地提高開關電源變換器的效率。

由於同步整流開關和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時引入一些控製電路和保護電路。

首先，在功率開關和同步整流開關兩個開關轉換的瞬間
，必須設置一個死區時間(anti2shoot2thru)laifangzhilianggekaiguantongshidaotongdaozhishurudianyuanduanlu。zaisiqushijiannei，gonglvkaiguanhetongbuzhengliukaiguandouguanduan，cishidianliuyoutongbuzhengliukaiguanshangjishengdeerjiguanxuliu，suoyizaihelifanweineisiqushijianyueduanjiuyuenengjianshaogonghao，yibanshejizai10ns左右(1MHz工作頻率下)。

其(qi)次(ci)
，同(tong)步(bu)整(zheng)流(liu)開(kai)關(guan)不(bu)像(xiang)肖(xiao)特(te)基(ji)二(er)極(ji)管(guan)那(na)樣(yang)隻(zhi)能(neng)單(dan)向(xiang)導(dao)電(dian)，當(dang)變(bian)換(huan)器(qi)工(gong)作(zuo)在(zai)斷(duan)續(xu)電(dian)流(liu)模(mo)式(shi)下(xia)
，在(zai)下(xia)一(yi)個(ge)周(zhou)期(qi)開(kai)始(shi)之(zhi)前(qian)，同(tong)步(bu)整(zheng)流(liu)開(kai)關(guan)上(shang)的(de)電(dian)流(liu)就(jiu)已(yi)經(jing)下(xia)降(jiang)到(dao)零(ling)並(bing)反(fan)向(xiang)，此(ci)時(shi)
，電(dian)感(gan)電(dian)流(liu)反(fan)向(xiang)相(xiang)當(dang)於(yu)從(cong)負(fu)載(zai)抽(chou)電(dian)流(liu)
，導(dao)致(zhi)能(neng)量(liang)的(de)浪(lang)費(fei)以(yi)及(ji)變(bian)換(huan)器(qi)效(xiao)率(lv)的(de)降(jiang)低(di)。因(yin)此(ci)必(bi)須(xu)設(she)計(ji)一(yi)個(ge)防(fang)止(zhi)同(tong)步(bu)整(zheng)流(liu)開(kai)關(guan)電(dian)流(liu)反(fan)向(xiang)的(de)檢(jian)測(ce)電(dian)路(lu)(reverse)來檢測電流方向。本設計是利用檢測SW點的電壓，當電壓從負變正時，反向電流比較器控製同步整流開關關斷。
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、Burst控製模式

在輕載情況下
，這個多模式開關電源控製器還可以控製變換器工作在Burst模(mo)式(shi)。在(zai)這(zhe)種(zhong)模(mo)式(shi)下(xia)，功(gong)率(lv)開(kai)關(guan)根(gen)據(ju)負(fu)載(zai)情(qing)況(kuang)連(lian)續(xu)工(gong)作(zuo)幾(ji)個(ge)周(zhou)期(qi)再(zai)關(guan)斷(duan)幾(ji)個(ge)周(zhou)期(qi)，因(yin)此(ci)可(ke)以(yi)有(you)效(xiao)地(di)減(jian)少(shao)開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)和(he)降(jiang)低(di)靜(jing)態(tai)功(gong)耗(hao)。對(dui)於(yu)便(bian)攜(xie)式(shi)設(she)備(bei)應(ying)用(yong)來(lai)說(shuo)，輕(qing)載(zai)情(qing)況(kuang)下(xia)的(de)變(bian)換(huan)器(qi)效(xiao)率(lv)是(shi)一(yi)項(xiang)非(fei)常(chang)重(zhong)要(yao)的(de)指(zhi)標(biao)，因(yin)此(ci)Burst控製模式必不可少。

3、模式轉換

在多模式控製的變換器中，由於在輕重載條件下采用不同的控製策略，會在負載變化和模式切換的時候產生一些問題：一是當負載電流正好在所設定的模式切換點附近波動時，會使變換器在兩種工作模式間反複切換
，極容易造成工作狀態不穩定;二(er)是(shi)在(zai)模(mo)式(shi)切(qie)換(huan)的(de)瞬(shun)間(jian)會(hui)產(chan)生(sheng)較(jiao)大(da)的(de)過(guo)衝(chong)電(dian)壓(ya)，導(dao)致(zhi)器(qi)件(jian)損(sun)壞(huai)。這(zhe)是(shi)多(duo)模(mo)式(shi)變(bian)換(huan)器(qi)普(pu)遍(bian)存(cun)在(zai)的(de)一(yi)個(ge)嚴(yan)重(zhong)缺(que)陷(xian)。針(zhen)對(dui)這(zhe)一(yi)缺(que)陷(xian)，本(ben)文(wen)提(ti)出(chu)一(yi)種(zhong)雙(shuang)基(ji)準(zhun)解(jie)決(jue)方(fang)案(an)，即(ji)對(dui)PWM模式和Burst模(mo)式(shi)采(cai)用(yong)不(bu)同(tong)的(de)基(ji)準(zhun)電(dian)壓(ya)，這(zhe)樣(yang)不(bu)但(dan)可(ke)以(yi)實(shi)現(xian)如(ru)前(qian)所(suo)述(shu)的(de)模(mo)式(shi)切(qie)換(huan)過(guo)程(cheng)中(zhong)的(de)遲(chi)滯(zhi)功(gong)能(neng)
，且(qie)可(ke)抑(yi)製(zhi)一(yi)部(bu)分(fen)過(guo)衝(chong)電(dian)壓(ya)。模(mo)式(shi)切(qie)換(huan)時(shi)的(de)工(gong)作(zuo)原(yuan)理(li)如(ru)圖(tu)4所示。
在Burst工作模式中，控製器控製輸出電壓略高於PWM工作模式中的輸出電壓，設計中，Burst下限高於EA基準的016%，上限高於EA基準的117%.當負載較重時，變換器工作在PWM模式，當負載下降到一定值時，電感電流的峰值不再隨著負載的變化而變化
，輸出電壓上升，直到達到Burst比較器上限時才會控製功率開關關斷，變換器進入到Burst工作模式。類似，當負載從輕載變到重載，電感電流峰值需要隨著負載變化而調整時，輸出電壓下降，直到達到EA基準變換器才回到PWM工作模式。這就相當於在模式切換的負載條件之間形成了一個遲滯窗口，窗口的下限是EA基準，上限是Burst比較器上限。另一方麵，設置兩個基準
，還可以在模式轉換時提供一個電壓餘量，起到抑製過衝電壓的作用。

片上電流檢測

pianshangdianliujiancejiushibajiancediangandianliudegongnengjichengdaokongzhixinpianneibu，youqiduiyugonglvjichengdekongzhiqilaishuo，qiyiyijiuxiandegengweizhongyaoyejiaoyishixian，qiecaiyongpianshangdianliujianceyouliyuyouxiaojianhuawaiweiyingyongdianludesheji。
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電流檢測可以根據檢測電路的不同位置分為高邊檢測和低邊檢測，對於Buck電路來說，若檢測對象是流過功率開關的電流，多采用高邊檢測
；但dan若ruo檢jian測ce對dui象xiang是shi流liu過guo同tong步bu整zheng流liu開kai關guan的de電dian流liu
，就jiu需xu采cai用yong低di邊bian檢jian測ce。以yi高gao邊bian檢jian測ce為wei例li，傳chuan統tong的de檢jian測ce方fang法fa是shi利li用yong一yi個ge小xiao電dian阻zu與yu功gong率lv開kai關guan串chuan聯lian來lai檢jian測ce流liu過guo功gong率lv開kai關guan的de電dian流liu。但dan受shou到dao工gong藝yi的de限xian製zhi，小xiao電dian阻zu的de阻zu值zhi精jing度du通tong常chang是shi很hen低di的de，且qie會hui占zhan用yong較jiao多duo的de芯xin片pian麵mian積ji。尤you其qi在zai低di電dian壓ya供gong電dian的de係xi統tong中zhong
，檢jian測ce電dian阻zu上shang的de損sun耗hao和he檢jian測ce精jing度du都dou是shi嚴yan重zhong的de問wen題ti。因yin此ci
，本ben文wen采cai用yong了le一yi種zhong基ji於yu電dian流liu鏡jing結jie構gou的de片pian上shang電dian流liu檢jian測ce技ji術shu
，與yu傳chuan統tong的de電dian阻zu檢jian測ce方fang法fa相xiang比bi，它ta的de精jing度du較jiao高gao
，功gong率lv損sun耗hao小xiao。

電流檢測電路主要有兩個功能模塊，一是功率開關電流檢測模塊

，二是峰值電流箝位模塊。
功率開關電流檢測的基本電路原理如圖5所示。主要采用電流鏡結構，用一個與功率開關成一定比例的MOS管來鏡像功率開關的電流。圖中PM_P是功率開關
，NM_P是同步整流開關。PMOS管PM0和PM_P組成一個簡單電流鏡結構。運算放大器CSA的作用是保持PM0和PM_P的VDS電壓相等
，它是一個兩級折疊式共源共柵結構，具有較大的帶寬和較快的響應速度
，以達到較高的檢測精度和較大的電流檢測範圍。

PM1的作用是防止當同步整流開關通時，CSA+端短路到地。如果在功率開關關斷的時候CSA+短路到地，則每個周期功率開關開始打開的時候，CSA+需要較長的恢複時間
，會影響檢測精度。另一方麵，功率開關導通時是工作在線性區，因此PM0和PM_P的VDS電壓差對電流鏡的鏡像精度影響較大
，所以PM1必須具有較小VDS值

，可以適當地增大它的寬長比。
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在設計中，取PM0和PM_P的寬長比的比值為1∶3000

，因此流過PM0和PM_P的電流比值也為1∶3000.可得檢測電壓VIL為：




根據(5)和(7)式(shi)，可(ke)以(yi)設(she)計(ji)合(he)適(shi)的(de)電(dian)路(lu)參(can)數(shu)
，以(yi)保(bao)證(zheng)在(zai)應(ying)用(yong)所(suo)需(xu)的(de)負(fu)載(zai)範(fan)圍(wei)之(zhi)內(nei)誤(wu)差(cha)放(fang)大(da)器(qi)不(bu)會(hui)飽(bao)和(he)，同(tong)時(shi)可(ke)以(yi)限(xian)製(zhi)最(zui)大(da)的(de)負(fu)載(zai)值(zhi)
，且(qie)當(dang)負(fu)載(zai)低(di)於(yu)一(yi)定(ding)值(zhi)時(shi)實(shi)現(xian)峰(feng)值(zhi)電(dian)流(liu)箝(qian)位(wei)控(kong)製(zhi)。 [page]
圖6中的Slop+和Slop-兩個節點主要用來加入斜坡電流，當變換器工作在重載條件下且占空比大於50%時，則實現斜坡補償的功能。

測試結果

該變換器芯片在115μmBCD工藝下設計和製造。 [page]
圖7為該變換器芯片的顯微照片。整個芯片麵積為615mm2，芯片下部主要是集成的功率開關和同步整流開關，麵積約為2mm2，上部為控製器。
測試中應用的Buck變換器拓撲如圖8示。設置工作頻率為1MHz，輸入電壓範圍2~7V
，輸出電壓115V.改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1為一組典型應用下的分壓電阻取值參考。電路可承受的負載範圍為0~500mA，足以能滿足一般便攜式設備的應用需求。
圖9給出變換器在重載工作條件下的測試結果，負載電流為300mA.可看到此時變換器以時鍾頻率穩定工作在PWM模式
，測得輸出電壓的紋波為516mV.圖10是變換器工作在最大負載500mA下的測試結果，可看到變換器依然以恒定頻率穩定地工作在PWM模式下，輸出電壓紋波為616mV，滿足了設計的負載範圍要求。 [page]
圖11為輕載條件下的測試結果，負載電流為50mA.此時變換器工作在Burst模式，即以時鍾頻率連續工作若幹周期之後又連續關斷若幹周期。負載越低，關斷的時鍾周期就越多。此時測得輸出電壓紋波為3912mV.如前述，紋波電壓的大小主要由片內Burst比較器的遲滯窗口所控製。
圖12所示是負載跳變時輸出響應的測試結果。測試中使負載在50和300mA之間跳變

，負載變化速率為800mA/μs.波形顯示，Burst工作模式下的輸出電壓平均值比PWM模式下的高20mV
，這是由於在兩種模式下采用了不同基準。在重載跳變到輕載的過程中
，過衝電壓為32mV，恢複時間為2μs，較好地實現了對於過衝電壓的抑製，且在兩個周期內就可以完成模式轉換達到穩定狀態，響應速度相當快。 [page]
以上即為該變換器的穩態和瞬態測試結果。表2shiceshijieguoyufangzhenjieguodebijiao，ceshizhongbukebimiandihuiyouyixieceshiwuchahejishengcanshudeyingxiang，danzongtishanghaishifuheshejizhibiaode，jiyidadaoleyuqideshejiyaoqiu。
圖13是變換器效率測試曲線
，可以看到，當變換器工作在PWM/Burst多duo模mo式shi調tiao製zhi狀zhuang態tai時shi，由you於yu在zai輕qing載zai條tiao件jian下xia間jian隔ge地di關guan斷duan功gong率lv開kai關guan和he不bu必bi要yao的de耗hao電dian模mo塊kuai，使shi得de在zai整zheng個ge工gong作zuo負fu載zai範fan圍wei內nei變bian換huan器qi的de效xiao率lv基ji本ben上shang保bao持chi恒heng定ding
，反fan映ying出chuBurst控製模式有效減小了輕載時的開關損耗和靜態功耗。而單純的PWM模式工作(Burst模式被禁止時)，變換器的效率在重載時還能維持在一定值，但隨著負載的減小急劇下降，這反映出輕載時PWM開關損耗成為主要功耗

，也證明輕載時采用Burst模式對於降低功耗是必要的。
與通常提高輕載效率的方法相比，本文提出的Burst工作模式
，不僅具有較高的輕載效率
，還體現了與其他方法相比更優的負載調整率
，且簡化了外圍應用電路設計的複雜性。

結語

本文提出的一種高效率綠色模式降壓型集成開關電源控製器的設計方案，其特點是采用了PWM和Burstjiaotideduomoshikongzhi

，youxiaotigaolebianhuanqidexiaolv，bingchenggongshixianlebutongmoshijiandepinghuaguoduyijiguochongdianyadeyizhi。pianshangdianliujiancejishudeyingyongjinyibujiangdilexinpiandegonghao
，tigaoledianyuanjingdu。ciwai
，gonglvkaiguanhetongbuzhengliukaiguandejichengbujinfangbianlepianshangdianliujiancejishudeshixian，yejianhualeyingyongdianlu。xinpianzai115μmBCD工藝下設計與實現，並得到了預期的測試結果。

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