一、效率估計

能量轉換係統必定存在能耗，雖然實際應用中無法獲得100%的轉換效率，但是，一個高質量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%.

絕大多數電源IC的工作效率可以在特定的工作條件下測得，數據資料中給出了這些參數。Maxim的數據資料給出了實際測試得到的數據
，其他廠商也會給出實際測量的結果，但我們隻能對我們自己的數據擔保。圖1給出了一個SMPS降壓轉換器的電路實例，轉換效率可以達到97%
，即使在輕載時也能保持較高效率。

采用什麼秘訣才能達到如此高的效率?我們最好從了解SMPS損耗的公共問題開始
，開關電源的損耗大部分來自開關器件(MOSFET和二極管)
，另外小部分損耗來自電感和電容。但是
，如果使用非常廉價的電感和電容(具有較高電阻)，將會導致損耗明顯增大。

選擇IC時
，需要考慮控製器的架構和內部元件，以期獲得高效指標。例如
，圖1采用了多種方法來降低損耗，其中包括：同步整流，芯片內部集成低導通電阻的MOSFET，低靜態電流和跳脈衝控製模式。我們將在本文展開討論這些措施帶來的好處。

二
、降壓型SMPS

損耗是任何SMPS架構都麵臨的問題，我們在此以圖2所示降壓型(或buck)轉換器為例進行討論，圖中標明各點的開關波形，用於後續計算。

降壓轉換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉換成較低的直流輸出電壓。為了達到這個要求，MOSFET以固定頻率(fS)，在脈寬調製信號(PWM)的控製下進行開關操作。當MOSFET導通時，輸入電壓給電感和電容(L和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負載。在此期間，電感電流線性上升，電流回路如圖2中的回路1所示MOSFET斷開時，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如圖中的環路2所示。

[page]

MOSFET的導通時間定義為PWM信號的占空比(D)。D把每個開關周期分成[D×tS]和[(1 - D)×tS]兩部分，它們分別對應於MOSFET的導通時間(環路1)和二極管的導通時間(環路2)。所有SMPS拓撲(降壓、反相等)doucaiyongzhezhongfangshihuafenkaiguanzhouqi，shixiandianyazhuanhuan。duiyujiangyazhuanhuandianlu，jiaodadezhankongbijiangxiangfuzaichuanshujiaoduodenengliang，pingjunshuchudianyazengjia。xiangfan
，zhankongbijiaodishi，pingjunshuchudianyayehuijiangdi。genjuzhegeguanxi
，keyidedaoyixialixiangqingkuangxia(不考慮二極管或MOSFET的壓降)降壓型SMPS的轉換公式：VOUT = D×VIN IIN = D×IOUT需要注意的是，任何SMPS在一個開關周期內處於某個狀態的時間越長，那麼它在這個狀態所造成的損耗也越大。對於降壓型轉換器，D越低(相應的VOUT越低)，回路2產生的損耗也大。

1
、開關器件的損耗MOSFET傳導損耗

下式給出了更準確的估算損耗的方法，利用IP和IV之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項 PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3]×RDS(ON)×D = [(IP3 - IV3)/3]×RDS(ON)×VOUT/VIN式中


，IP和IV分別對應於電流波形的峰值和穀值
，如圖3所示，MOSFET電流從IV線性上升到IP，例如：如果IV為0.25A，IP為1.75A，RDS(ON)為0.1Ω
，VOUT為VIN/2 (D = 0.5)
，基於平均電流(1A)的計算結果為： PCOND(MOSFET) (使用平均電流) = 12×0.1×0.5 = 0.050W.

利用波形積分進行更準確的計算： PCOND(MOSFET) (使用電流波形積分進行計算) = [(1.753 - 0.253)/3]×0.1×0.5 = 0.089W或近似為78%，高於按照平均電流計算得到的結果。對於峰均比較小的電流波形，兩種計算結果的差別很小

，利用平均電流計算即可滿足要求。

2
、二極管傳導損耗

MOSFET的傳導損耗與RDS(ON)成正比，二極管的傳導損耗則在很大程度上取決於正向導通電壓(VF)。二極管通常比MOSFET損耗更大，二極管損耗與正向電流、VF和導通時間成正比。由於MOSFET斷開時二極管導通
，二極管的傳導損耗(PCOND(DIODE))近似為：PCOND(DIODE) = IDIODE(ON)×VF×(1 - D)式中，IDIODE(ON)為二極管導通期間的平均電流。圖2所示，二極管導通期間的平均電流為IOUT，因此
，對於降壓型轉換器
，PCOND(DIODE)可以按照下式估算：PCOND(DIODE) = IOUT×VF×(1 - VOUT/VIN)與MOSFET功耗計算不同
，采用平均電流即可得到比較準確的功耗計算結果，因為二極管損耗與I成正比，而不是Iout。顯然
，MOSFET或(huo)二(er)極(ji)管(guan)的(de)導(dao)通(tong)時(shi)間(jian)越(yue)長(chang)，傳(chuan)導(dao)損(sun)耗(hao)也(ye)越(yue)大(da)。對(dui)於(yu)降(jiang)壓(ya)型(xing)轉(zhuan)換(huan)器(qi)
，輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)越(yue)低(di)
，二(er)極(ji)管(guan)產(chan)生(sheng)的(de)功(gong)耗(hao)也(ye)越(yue)大(da)，因(yin)為(wei)它(ta)處(chu)於(yu)導(dao)通(tong)狀(zhuang)態(tai)的(de)時(shi)間(jian)越(yue)長(chang)。

3、開關動態損耗

由於開關損耗是由開關的非理想狀態引起的，很難估算MOSFET和二極管的開關損耗，器件從完全導通到完全關閉或從完全關閉到完全導通需要一定時間，在這個過程中會產生功率損耗。

圖4所示MOSFET的漏源電壓(VDS)和漏源電流(IDS)的關係圖可以很好地解釋MOSFET在過渡過程中的開關損耗
，從上半部分波形可以看出
，tSW(ON)和tSW(OFF)期間電壓和電流發生瞬變，MOSFET的電容進行充電、放電。圖4所示，VDS降到最終導通狀態(= ID×RDS(ON))之前

，滿負荷電流(ID)流過MOSFET.相反
，關斷時，VDS在MOSFET電流下降到零值之前逐漸上升到關斷狀態的最終值。開關過程中
，電壓和電流的交疊部分即為造成開關損耗的來源，從圖4可以清楚地看到這一點。

這一點很容易理解，隨著開關頻率提高(周期縮短)
，開(kai)關(guan)過(guo)渡(du)時(shi)間(jian)所(suo)占(zhan)比(bi)例(li)增(zeng)大(da)，從(cong)而(er)增(zeng)大(da)開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)。開(kai)關(guan)轉(zhuan)換(huan)過(guo)程(cheng)中(zhong)
，開(kai)關(guan)時(shi)間(jian)是(shi)占(zhan)空(kong)比(bi)的(de)二(er)十(shi)分(fen)之(zhi)一(yi)對(dui)於(yu)效(xiao)率(lv)的(de)影(ying)響(xiang)要(yao)遠(yuan)遠(yuan)小(xiao)於(yu)開(kai)關(guan)時(shi)間(jian)為(wei)占(zhan)空(kong)比(bi)的(de)十(shi)分(fen)之(zhi)一(yi)的(de)情(qing)況(kuang)。由(you)於(yu)開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)和(he)頻(pin)率(lv)有(you)很(hen)大(da)的(de)關(guan)係(xi)，工(gong)作(zuo)在(zai)高(gao)頻(pin)時(shi)，開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)將(jiang)成(cheng)為(wei)主(zhu)要(yao)的(de)損(sun)耗(hao)因(yin)素(su)。

【相關閱讀】

高效率DC-DC轉換器如何選型

？
加強型隔離DC/DC轉換器
，提高IGBT開關可靠性
如何解決DC/DC變換器電磁幹擾？