電路設計當中，幾種常見的高頻反激式電源集成控製器有兩種類型，單芯片式和雙芯片式。很多生產商都根據自己的 IC原理編製了電路的設計程式，這些程式都是針對芯片的特有參數設計的，從原理上都能相互解釋

，但卻不能通用。對比這些計算程式可以得出：選擇 PWM控製器的IC時應考慮不同控製 IC的不同參數，諸如功率控製等級、電流或電壓控製模式、頻率的要求;不論選用何種驅動芯片，影響變壓器設計的主要參數隻是頻率及控製的最大占空比，其它參數對外部主電路計算的影響可忽略不計;可以在此基礎上找到一種符合反激式電路原理並適合不同 PWM芯片的電路設計方法。

 

 

首先從反激式開關電源的基本原理圖開始
，如圖1所示，輸入電源首先經過EMC電路濾除差摸及共模幹擾，並對交流輸入進行整流。 PWM芯片決定MOSFET的導通與截止。在 MOSFET導通期內，能量儲存在勵磁電感中，次級整流管是截止的
，變壓器為空載工作;在 MOSFET截止期內變壓器勵磁電感中的儲能釋放
，轉變成感應電勢傳送到次級
，經過整流和濾波後輸出直流電壓。

 

圖1：高頻反激式電源工作原理
 

若初級電流經過磁化電感區後降至零，即為不連續導通模式;若(ruo)磁(ci)化(hua)電(dian)流(liu)未(wei)降(jiang)至(zhi)零(ling)

，則(ze)為(wei)連(lian)續(xu)導(dao)通(tong)模(mo)式(shi)。反(fan)激(ji)電(dian)路(lu)工(gong)作(zuo)於(yu)連(lian)續(xu)模(mo)式(shi)時(shi)，其(qi)變(bian)壓(ya)器(qi)磁(ci)心(xin)的(de)利(li)用(yong)率(lv)會(hui)顯(xian)著(zhu)下(xia)降(jiang)，所(suo)以(yi)無(wu)特(te)殊(shu)情(qing)況(kuang)應(ying)避(bi)免(mian)使(shi)用(yong)。

 

PWM集成芯片通常接收電流負載最大的輸出電路反饋信號，由此來調節 MOSFET的占空比。如果輸出的負載增大
，則 PWM脈mai衝chong控kong製zhi的de導dao通tong時shi間jian增zeng長chang
，流liu過guo初chu級ji線xian圈quan的de電dian流liu線xian性xing上shang升sheng，電dian流liu峰feng值zhi增zeng大da，變bian壓ya器qi儲chu能neng增zeng加jia，從cong而er可ke提ti高gao次ci級ji帶dai負fu載zai能neng力li。開kai關guan管guan和he輸shu出chu整zheng流liu管guan的de振zhen鈴ling可ke引yin起qi高gao頻pin EMI或者環路不穩，解決的辦法通常是加吸收電路。

 

 

高頻反激開關電源的變壓器實質上是一個耦合電感，其設計中的相互製約因素很多。在計算過程中 MOSFET與變壓器的鐵心可根據設計者的需要在一定範圍內選擇，本文主張從控製最大占空比參數入手。PWM控製芯片一旦選定，其工作頻率與最大占空比也就確定了下來，若超出最大占空比，電源很容易進入非正常工作模式。

 

 

由設計人員根據用戶需求確定的參數包括：最大輸入電壓 Uinmax、最小輸入電壓 Uin min、各路輸出電壓 Uo1
、Uo2⋯Uon、各路輸出電流(最大值)Io1

、Io2⋯Ion、最大輸出的功率總和 Pomax。

由設計人員選擇的 PWM芯片決定的參數包括：開關頻率 fsw、MOS管最大導通時間 Tonmax
、最大占空比 Donmax。

根據電路特點和設計經驗估計的參數包括：變壓器效率η、變壓器勵磁電感係數 Klk。

 

變壓器的漏感很小，一般可假定 Klk=0.95(漏感為初級電感的 5%)。反激時勵磁電感中的儲能乘以開關電源效率
，即為輸出功率，反激式電源效率η一般為 0.7～0.8，這裏設η=0.75。

 

圖2：示出反激電源拓撲電路
 

圖中Lm：勵磁電感、Llk1：初級漏感、Llk2：次級漏感。

假定：若磁芯帶有空氣隙
，其磁導G 遠小於鐵氧體，所以在計算磁路磁導時忽略鐵氧體的磁導
，而隻計空氣隙的磁導;由於高頻變壓器線圈匝數一般很少，可以忽略變壓器線圈電阻，因此在MOS管導通期內變壓器初級電流呈線性上升;在任何時候磁芯都無磁通飽和，即應選取飽和磁通密度高，且有足夠大的磁路截麵積的磁芯;反激設計合理，在最小電壓輸入最大功率輸出時

，初級線圈處於臨界連續模式，MOSFET 導通瞬間有電流I=0
，MOSFET關斷時有變壓器初級峰值電流Ipk。

 [page]
 

 

若選定芯片最大導通占空比為Don max，則MOSFET 最大導通時間：

 

 

假定Klk=0.95
，η=0.75

，則一個周期內變壓器儲存並釋放的總能量：

 

 

同時
，能量來自MOSFET 導通時段初級線圈儲能：

 

 

勵磁電感Lm=Klk=Lp。

反激電壓Uf 的確定及MOS 管的選取

 

圖3：示出反激電源工作時MOSFET漏-源極電壓uds波形
 

假設濾波電容足夠大
，在拓撲電路反激過程中
，勵磁電感放電電流iLm 也是線性變化，如圖4 所示。

 

圖4：IM和udsd的關係
 

MOSFET 關斷時電壓均值等於輸入電壓與變壓器反激電壓之和。由圖4可見，MOSFET 關斷時有一個尖峰噪聲電壓，該噪聲電壓和泄放回路的設計、MOS 管的關斷速度這兩個因素有關。設計Uf 時必須考慮變壓器飽和磁通密度
、MOS 管的耐壓值、PWM芯片的最大導通時間。如圖4 所示，若tint=0，電源工作在臨界連續模式。tint 階段變壓器無電能傳遞，所以理論上Uf 應盡量小。如果Uf 設計合理
，則在最小輸入電壓及最大功率輸出時tint=0，電源工作在臨界連續模式。此時：

 

 

由此式可估計出Uf。選取MOS 管耐壓應超過峰值電壓
，電流額定值大於Ipk，導通時電阻越小越好。

 

 

初次級匝比的計算：

 

 

式中Udiode———次級高頻整流管的通態壓降

可由AwAe 法求出所需的變壓器鐵芯：

 

 

式中Aw———磁芯窗口麵積，cm2 Ipk———初級峰值電流
，A;

Ae ———磁芯截麵積


，cm2 Lp———初級電感量，μH;

Bw———磁芯工作磁感應強度，T;

Ko———窗口有效使用係數，根據安規的要求和輸出路數決定，一般為0.2～0.4;

Kj———電流密度係數，一般取395A/cm2;

根據求得的AwAe 值選擇合適的磁芯
，一般盡量選擇窗口長寬比較大的磁芯

，這樣磁芯的窗口有效使用係數較高
，同時可以減小漏感。

初次級匝數及氣隙計算

適當加大氣隙，可適當減小需求的初級電感量，防止鐵芯飽和。但氣隙越大，漏感也越大。由於：

 

 

式中lg———氣隙長度Np———初級匝數。

 

 

至此，高頻反激電源變壓器部分設計推導結束。

 

 

用TNY2634 製作開關電源
，輸入直流電壓20～28V，要求開關電源輸出直流電壓12V
，輸出功率6W
，變壓器效率假定0.95，電源開關頻率為130 kHz，最大占空比為0.5。由式(4)得初級電感值Lp=57.8!H，由式(9)得反激電壓Uf=20V。選定次級高頻整流管的通態壓降Udiode=0.7V，由式(10)得Np /Ns=1.575。假定選用鐵氧體磁路截麵積為11×10- 6m2， 空氣隙長度為(0.17×2)×10- 3m。由式(13)得初、次級線圈匝數Np =37.7 匝;由式(14)得次級線圈匝數Ns=24 匝。

 

本篇文章對計算比較困難的新手來說很有幫助。主要對反激式電壓的公式進行了確定。並且根據MOS管的最大通導時間進行了各種算法的實際計算。從本篇文章當中可以看出，如果要完成一個完整的電路
，需要解決EMC
、泄放回路的計算、輸出濾波設計等一係列的問題。

相關閱讀：

分析調節PWM轉換器最大占空比方案
工程師須知：怎麼設置智能充電器PWM占空比
？
反激電源及變壓器設計