隨(sui)著(zhe)現(xian)代(dai)汽(qi)車(che)用(yong)電(dian)設(she)備(bei)種(zhong)類(lei)的(de)增(zeng)多(duo)
，功(gong)率(lv)等(deng)級(ji)的(de)增(zeng)加(jia)，所(suo)需(xu)要(yao)電(dian)源(yuan)的(de)型(xing)式(shi)越(yue)來(lai)越(yue)多(duo)，包(bao)括(kuo)交(jiao)流(liu)電(dian)源(yuan)和(he)直(zhi)流(liu)電(dian)源(yuan)。這(zhe)些(xie)電(dian)源(yuan)均(jun)需(xu)要(yao)采(cai)用(yong)開(kai)關(guan)變(bian)換(huan)器(qi)將(jiang)蓄(xu)電(dian)池(chi)提(ti)供(gong)的(de)+12VDC或+24VDC的直流電壓經過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，後級再經過DC-AC變換器轉換為工頻交流電源或變頻調壓電源。對於前級DC-DC變換器
，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。

 

推挽逆變電路以其結構簡單、變壓器磁芯利用率高等優點得到了廣泛應用
，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合；同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點。鑒於此
，本文提出了一種推挽逆變車載開關電源電路設計方案。該方案在推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流設計的基礎上，進一步設計了24VDC輸入-220VDC輸出
、額定輸出功率600W的DC-DC變換器
，並采用AP法設計相應的推挽變壓器。

 

 

圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲。通過控製兩個開關管S1和S2以相同的開關頻率交替導通，且每個開關管的占空比d均小於50%，留出一定死區時間以避免S1和S2同(tong)時(shi)導(dao)通(tong)。由(you)前(qian)級(ji)推(tui)挽(wan)逆(ni)變(bian)將(jiang)輸(shu)入(ru)直(zhi)流(liu)低(di)電(dian)壓(ya)逆(ni)變(bian)為(wei)交(jiao)流(liu)高(gao)頻(pin)低(di)電(dian)壓(ya)，送(song)至(zhi)高(gao)頻(pin)變(bian)壓(ya)器(qi)原(yuan)邊(bian)
，並(bing)通(tong)過(guo)變(bian)壓(ya)器(qi)耦(ou)合(he)
，在(zai)副(fu)邊(bian)得(de)到(dao)交(jiao)流(liu)高(gao)頻(pin)高(gao)電(dian)壓(ya)，再(zai)經(jing)過(guo)由(you)反(fan)向(xiang)快(kuai)速(su)恢(hui)複(fu)二(er)極(ji)管(guan)FRD構成的全橋整流

、濾波後得到所期望的直流高電壓。由於開關管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI，而電流則是額定電流，所以

，推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。

 

 

圖1：方案設計總體拓撲電路圖

 

當S1開通時，其漏源電壓uDS1隻是一個開關管的導通壓降，在理想情況下可假定uDS1=0，而此時由於在繞組中會產生一個感應電壓，並且根據變壓器初級繞組的同名端關係，該感應電壓也會疊加到關斷的S2上，從而使S2在關斷時承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實際中，變壓器的漏感會產生很大的尖峰電壓加在S2兩端，從而引起大的關斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限製，不是很高。在S1和S2的漏極之間接上RC緩衝電路，也稱為吸收電路
，用來抑製尖峰電壓的產生。並且為了給能量回饋提供反饋回路
，在S1和S2兩端都反並聯上續流二極管FWD.

 

 

采用麵積乘積（AP）法進行設計。對於推挽逆變工作開關電源
，原邊供電電壓UI=24V，副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V，輸出電流IO=3A，開關頻率fs=25kHz
，初定變壓器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

 

（1）計算總視在功率PT.設反向快速恢複二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

 

 

 

3.1能量回饋

 

主電路導通期間，原邊電流隨時間而增加
，導通時間由驅動電路決定。

 

圖2：推挽逆變能量回饋等效電路

 

圖2（a）為S1導通、S2關斷時的等效電路
，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經過S1流入電源UI負極
，即地，此時FWD1不導通；當S1關斷時，S2未導通之前
，由於原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，並通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時與S2並聯的能量恢複二極管FWD2還未導通，電路中並沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產生上正下負的感生電壓。如圖2（b）
；FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去
，如圖2（c）
，箭頭指向為能量回饋的方向。圖3所示為AP法設計開關變壓器電路理想工作波形。

 

圖3：開關變壓器電路理想工作波形圖

 

3.2各點波形分析
 

當某一PWN信號的下降沿來臨時
，其控製的開關元件關斷，由於原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產生衝擊電壓
，大於2UI
，因為加入了RC緩衝電路，使其最終穩定在2UI附近。

 

當S1的PWN信號下降沿來臨，S1關斷
，漏極產生較高的衝擊電壓，並使得與S2並聯的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路
，此時S2漏極產生較高的衝擊電流
，見圖4.

 

圖4：S2漏極產生較高的衝擊電流圖

 

 

4.1原理設計

 

圖5為簡化後的主電路。輸入24V直流電壓
，經過大電容濾波後，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關器件IGBT，並在此之間加入RC吸收電路，構成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。並通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT.

 

圖5：推挽DC-DC變換器主電路圖

 

以CA3524芯片為核心

，構成控製電路。通過調節6、7管腳間的電阻和電容值來調節全控型開關器件的開關頻率。12
、13管腳輸出PWM脈衝信號，並通過驅動電路
，分別交替控製兩個全控型開關器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過調節電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，並與9管腳COM端連同CA3524內部運放一起構成PI調節器
，調節PWM脈衝占空比，以達到穩定輸出電壓220V的目的。

 

4.2結果與分析

 

實驗結果表麵
，輸出電壓穩定在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能達到近600W，係統效率基本穩定在80%
，達到預期效果。如下表1所示。

 

 

其中，由於IGBT效率損耗較大導致係統效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET，係統效率會至少上升10%~15%.

 

注意事項：

 

（1）變壓器初級繞組在正、fanlianggefangxiangjilishi，youyuxiangyingdefumiaojibuxiangdeng
，huishicixindegongzuocihuaquxianpianliyuandian，zheyipiancixianxiangyukaiguanguandexuanzeyouguan，yuanyinshikaiguanguanfanxianghuifushijiandebutong>可導致伏秒積的不同。

 

（2）實(shi)驗(yan)中(zhong)，隨(sui)著(zhe)輸(shu)入(ru)電(dian)壓(ya)的(de)微(wei)幅(fu)增(zeng)高(gao)，係(xi)統(tong)損(sun)耗(hao)隨(sui)之(zhi)增(zeng)大(da)，主(zhu)要(yao)原(yuan)因(yin)是(shi)變(bian)壓(ya)器(qi)磁(ci)芯(xin)產(chan)生(sheng)較(jiao)大(da)的(de)渦(wo)流(liu)損(sun)耗(hao)，係(xi)統(tong)效(xiao)率(lv)有(you)所(suo)下(xia)降(jiang)。減(jian)小(xiao)渦(wo)流(liu)損(sun)耗(hao)的(de)措(cuo)施(shi)主(zhu)要(yao)有(you)：減小感應電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料
；加長渦流所經的路徑，如采用矽鋼片或非晶帶。