隨著汽車啟停技術(空閑狀態自動關閉引擎)應用的普及
，越來越多的車載係統要求能夠工作在較低的輸入電壓

，低壓輸入往往發生在熱啟動(電池電壓低於6V)或冷啟動(電池電壓低於3V)條件下。圖1介紹了常見的汽車係統供電架構方案。

 

在一些主電源為3.3V的供電係統中，前端采用低壓差的buck轉換器即可滿足要求(CASE 1)。需要時，可以選擇一路boost轉換器將3.3V升壓到5V (例如為CAN總線收發器供電)或更高電壓(CASE2)。有些係統采用5V或更高電壓供電，此時需要在前端進行“預升壓”，保證buck的輸入電壓不會低於指定電壓(CASE 3)，本設計適用於後者。

 

圖1. 汽車電源方案。

 

汽車設計中，低電磁輻射也是一項重要的考核指標，特別是在敏感的AM頻段。本設計中，電源的開關工作頻率遠高於AM頻段(例如：開關頻率在1.71MHz以上

，位於MW頻段的高端)，進而解決了幹擾問題。較高的開關頻率也有助於減少係統尺寸，降低外圍元件的成本。

 

圖2是開關電源的原理圖
，MAX15005升壓控製器與MAX16952降壓控製器相組合，配合外圍電路提供合理的車載係統供電方案。兩款IC均同步到控處理器或專用IC提供的外部2MHz時鍾

，便於優化電源的開關頻率。電池正常供電的條件下

，MAX15005不工作
，通過MAX16952提供穩定的8V OUTB電壓。冷啟動時


，由於電池電壓降低，則通過MAX15005提升節點OUTA的電壓，確保MAX16952提供穩定的8V OUTB電壓。兩款IC的高可靠性
，可以滿足汽車環境中高達40V的拋負載。該方案已經通過測試，在OUTB節點提供高達20W的輸出功率(8V@2.5A)。更換外圍電路，可以獲得更高的輸出功率。

 

圖2. 開關電源原理圖。

 

 

為了在OUTB端獲得穩定的8V輸出，需要合理選擇反饋分壓電阻(R22和R21)。選擇R22 = 51KΩ (MAX16952數據資料推薦低邊電阻R22 < 100kΩ)，R21根據下式計算：

 

(式1)

 

式中，VFB = 1V (典型值)。

 

選擇標準阻值R22 = 360kΩ ，典型輸出電壓為：

 

(式2)

 

假設阻值誤差為1%，最小和最大OUTB輸出電壓為：

 

(式3)

 

(式4)

 

其中
，VFB(MIN) = 0.985V
，VFB(MAX) = 1.015V。

 

按照規格書推薦，外部時鍾頻率必須高於MAX16952內部時鍾頻率的1.1倍。由於我們采用2MHz外部時鍾同步MAX16952的開關頻率
，須合理選擇內部振蕩器阻抗R16，控製內部開關頻率<1.8MHz。本設計中
，R16選擇為30kΩ。為確保MAX16952開關頻率固定在2MHz，必須避免發生電壓跌落。MAX16952隻有在關斷時間(tOFF)>100ns (典型值)時

，才可避免電壓跌落的情況，這意味著係統不能超出最大占空比：

 

(式5)

 

考慮到降壓轉換器的效率為90%，保證工作在2MHz固定開關頻率的最小輸入電壓(OUTA)是：

 

(式6)

 

這意味著OUTA電壓不能低於11.11V閾值。為保證OUTA電壓始終高於11.11V

，當電池電壓(IN節點)低於11.5V時，需要開啟MAX15005工作(考慮到L1、D2肖特基二極管的壓降
，留出大約390mV的裕量)。

 

達到40V拋負載峰值電壓時
，OUTA達到其高壓點，MAX16952必須將輸出電壓穩定在8V。因此
，發生拋負載期間，MAX16952占空比為：

 

(式7)

 

MAX16952的最小開啟時間(tON)為80ns，因此最小占空比(2MHz開關頻率下)為：

 

(式8)

 

0.16最小占空比可確保拋負載條件下(輸入電壓高達40V時)提供穩定的8V輸出。

 

 

圖3. MAX16952電感電流。

 

使用大電感可以降低電感電流峰值，提高降壓轉換器的效率
；但也占用更大的電路板(PCB)麵積，降低負載調整率。一種可以接受的折中方法是選擇適當的電感值，使LIR (電感AC電流峰-峰值與DC平均電流的比值) ≤ 0.3。基於圖3，利用下式計算：

 

(式9)

 

(式10)

 

(式11)

 

根據以上方程組，可以得到電感計算公式：

 

(式12)

 

由此
，常規條件下(OUTA = 12V)滿足LIR ≤ 0.3的最小電感值為：

 

(式13)

 

選擇標準電感L2 = 2.2µH，LIR = 0.24，電感峰值電流為：

 

(式14)

 

當測流電阻R20的電壓達到68mV (最小值)時，達到電流上限。為了留出一定裕量
，選擇檢流電阻時

，應使電感電流達到峰值(IPEAK)時，檢流電阻的壓降是電流門限的60%：

 

(式15)

 

R20選擇為15mΩ標準電阻。

 

 

選擇MAX15005升壓轉換器外圍元件的第一步是確定UVLO閾值，通過選擇輸入IN、ON/OFF
、GND之間的分壓電阻設定欠壓門限。本設計當輸入電壓< 5V時
，關閉MAX15005，假設冷啟動期間能夠保持在較高電壓。選擇R5 = 100kΩ，利用下式計算R4：

 

(式16)

 

R4選擇為300kΩ標準電阻。

 

 

按照前麵有關MAX16952的討論，OUTA不能低於11.11V，以保持MAX16952的最小壓差要求。考慮到該電壓閾值，以及L1、D2產生的壓降，MAX1005必須在輸入電壓低於11.5V時開啟。而為了優化效率，正常輸入電壓(IN=12V)下，MAX15005必須關閉。

 

為了達到這一目的

，利用IN、OVI、GND引腳之間的分壓電阻設置過壓門限


，正確開啟或關閉MAX15005。MAX15005在OVI引腳電壓超過1.228V閾值時關閉，OVI引腳電壓比1.228V閾值電壓低125mV時，再次開啟。選擇低邊電阻R2 = 20kΩ，考慮到在輸入電壓高於11.6V時MAX15005關斷
，按照下式選擇R1：

 

(式17)

 

選擇R1為170kΩ標準電阻
，則當主電源超出11.67V時關斷MAX15005，相對於常規電壓12V，預留330mV的裕量。考慮到OVI比較器的滯回，可以按照下式估算電壓下限，即當主電源電壓下降到下式決定的數值時開啟MAX15005：

 

(式18)

 

由此可見，比較器的滯回過大，需要將主電源的電壓跌落門限調整到至少11.5V。可以在OVI引腳與SS引腳之間增加一個串聯電阻R3和肖特基二極管D1。當關斷MAX15005時
，SS引腳在內部接地
，使得R3與R2並聯
，從而減小滯回。選擇R3 = 180kΩ，忽略二極管壓降，則可得到新的電壓跌落閾值：

 

(式19)

 

按照這一配置，可以得到所要求的開啟/關閉MAX15005的輸入電壓閾值。另一方法可以使用外部比較器監測主電壓，用其直接驅動OVI引腳。

 

 

圖4. MAX15005電感電流。

 

為了維持2MHz的開關頻率，須注意tON最小值為170ns (參見MAX15005數據資料)。最小tON對應於34%的最小占空比(2MHz開關頻率下)
，這限製了MAX15005的最小穩壓輸出。估算電壓閾值時

，有必要考慮boost穩壓器的占空比公式：

 

(式20)

 

當輸入電壓VIN達到最大值11.67V時，對應於最小占空比
，且MAX15005保持工作。按照之前的公式可以估算MAX15005的最小穩壓輸出：

 

(式21)

 

計算考慮了最小占空比
、最大輸入電壓條件，假設D2壓降為0.3V
，忽略NMOS管N1上的壓降。由此
，MAX15005必須將輸出電壓穩定在17.38V以上
，以保證任何條件下維持2MHz的開關頻率。

 

選擇低邊反饋電阻R13 = 10kΩ
，計算高邊反饋電阻R14：

 

(式22)

 

其中，VFB(MIN) = 1.215V。

 

最後，選擇R14 = 137kΩ (1%誤差)
，MAX15005最小穩壓輸出為：

 

(式23)

 

可確保MAX15005始終工作在2MHz開關頻率。
 

假設MAX16952的輸出功率為20W (8V，2.5A)、效率為90%，MAX15005的輸出功率必須在至少22.3W。考慮到17.53V的穩壓輸出
，MAX15005的平均輸出電流為1.27A。如果MAX15005輸出電壓設置在更高值，則會降低輸出電流。D2可以選用低成本的肖特基二極管，輸出電容C7必須能夠支持MAX15005的穩壓輸出。

 

 

為了保證MAX15005開關頻率的外同步，外部時鍾頻率必須比內部振蕩頻率高出至少102%。選擇R6 = 7kΩ
、C4 = 100pF，MAX15005內部振蕩頻率約為1MHz，外部同步時鍾頻率為2MHz。

 

當SYNC輸入檢測到同步信號的上升沿時，C4通過內部1.33mA (典型值)電流源放電。該電容(RTCT引腳)電壓達到500mV時，C4通過R6充電(R6連接在VREG5引腳)，直到檢測到下一個同步信號的上升沿。放電時間(TDISCHARGE)決定了穩壓器的最小關斷時間tOFF。如果時間小於160ms，則將最小tOFF鉗製在160ns。實際上，假設充電時間(TCHARGE)為340ns (TP = 500ns)

，RTCT電壓升至：

 

(式24)

 

考慮到放電電流為615µA¹，在RTCT引腳增加的放電時間為：

 

(式25)

 

最小tOFF = 160ns對應的最大占空比為68%。當最大占空比受限製時(輸入電壓較低，這裏為5V)，根據boost占空比公式(式20)，MAX15005在OUTA端能夠提供的最大穩定電壓是：

 

(式26)

 

此電壓確保MAX16952在超出電壓跌落條件限製時仍可正常工作。

 

 

合理選擇電感值
，以滿足boost轉換器的最小輸出電流要求。為保證穩壓器始終工作在連續模式
，最小電感值為：

 

(式27)

 

此設計中，最差工作條件發生在VIN的最大輸入電壓(11.67V)下，對應占空比為37%。

配合8V
、最小輸出電流為1A
、效率為90%的buck轉換器工作時，boost轉換器的最小輸出功率為9.44W
，對應的最小輸出電流IOUTA(MIN)為538mA。綜合這些因素

，根據前麵的公式計算得到1.32µH電感值。此設計中選擇L1 = 2.2µH。

 

 

MAX15005在檢流電阻的電壓達到305mV時觸發電流限製。因此
，為了合理選擇檢流電阻

，需首先計算boost電感的峰值電流：

 

(式28)

 

輸入電壓處於最小值時達到電感峰值電流，本應用中最小輸入為5V，最大占空比為68%。按照之前的計算
，boost輸出電壓(OUTA引腳)為15.23V，需要1.46A的IOUTA以支持MAX16952的功率需求。最惡劣的工作情況對應於電感電流峰值達到4.95A時
，留出適當的裕量，選擇檢流電阻使得電感電流達到峰值時，壓降為200mV：

 

(式29)

 

選擇：R10 = 40MΩ。

 

 

在實驗室進行冷啟動測試
，在10ms內將主電源輸入(IN)從12V降到7V。如曲線圖1所示，當輸入電壓降低時，MAX15005開始將OUTA充電至17.5V，以保證OUTB輸出8V。另外，當輸入電壓恢複到正常電壓時
，MAX15005停止工作，OUTA輸出電壓降到正常的IN輸入水平，在D2和L1上有較小壓降。每次測試都基於2.5A的OUTB輸出。

 

曲線圖1

 

 

曲線圖2和曲線圖3分別描述了冷啟動下降和上升階段的狀況。

 

曲線圖2

 

 

曲線圖3

 

 

 

基於示波器的FFT分析工具


，冷啟動下MAX16952開關節點LX_BUCK引腳的電壓頻譜如曲線圖4 (IN電壓下降階段)和曲線圖5 (IN電壓電壓上升階段)。注意到頻譜中包括2MHz頻率，相關諧波為直流分量。沒有低於2MHz的交流分量，避免對AM頻帶產生幹擾。

 

曲線圖4

 

 

曲線圖5

 

 

對MAX15005開關節點LX_BOOST進行同樣測試
，用彩色表示2MHz頻率
、諧波和直流分量，在AM頻帶具有極低噪聲。

 

曲線圖6

 

 

曲線圖7

 

 

 

為了優化效率，可以在MAX15005不工作時旁路D2肖特基二極管。當主電源處於正常電壓範圍時
，利用一個N-MOSFET旁路D2。為降低電磁幹擾，可以增加電阻(R8、R17、R18和R19)來降低在MOSFET柵極電壓的擺率，當然，這會增大功耗，需要折中考慮。為了濾除MAX15005檢測電流的毛刺，增加由C6和R9組成的RC濾波器。也可以通過增加R7電阻—來降低MAX15005電流門限閾值，以降低檢流電阻R10的功耗。

本文來源於Maxim。