DC/DC轉換器中半導體器件的高頻開關特性是主要的傳導和輻射發射源。本文章係列的第2部分回顧了DC/DC 轉換器的差模（DM）和共模（CM）傳導噪聲幹擾。在電磁幹擾（EMI）測試期間
，如果將總噪聲測量結果細分為DM 和CM噪聲分量，可以確定DM和CM兩種噪聲各自所占的比例，從而簡化 EMI 濾波器的設計流程。高頻下的傳導發射主要由 CM 噪聲產生
，該噪聲的傳導回路麵積較大，進一步推動輻射發射的產生。

 

在第3部分中
，我將全麵介紹降壓穩壓器電路中影響 EMI 性能和開關損耗的感性和容性寄生元素。通過了解相關電路寄生效應的影響程度，可以采取適當的措施將影響降至最低並減少總體 EMI 信號。一般來說
，采用一種經過優化的緊湊型功率級布局可以降低 EMI
，從而符合相關法規，還可以提高效率並降低解決方案的總成本。

 

檢驗具有高轉換率電流的關鍵回路

根據電源原理圖進行電路板布局時，其中一個重要環節是準確找到高轉換率電流（高 di/dt）回路，同時密切關注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會產生過大的噪聲和振鈴，導致過衝和地彈反射。圖 1 中的功率級原理圖顯示了一個驅動高側和低側 MOSFET（分別為 Q1 和 Q2）的同步降壓控製器。

 

以 Q1 的導通轉換為例。在輸入電容 CIN 供電的情況下，Q1 的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時，從 Q2 的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標記的回路和輸入電容（圖 1 中標記為“1”）是降壓穩壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對較高的高頻電流

，特別是在 MOSFET 開關期間。

 

圖 1：具有高轉換率電流的重要高頻開關回路

 

圖1中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來說


，回路 2 表示高側 MOSFET 的柵極驅動器電路（由自舉電容 CBOOT 供電）。回路 3 表示低側 MOSFET 柵極驅動器電路（由 VCC 供電）。這兩條回路中均使用實線繪製導通柵極電流路徑，以虛線繪製關斷柵極電流路徑。

 

寄生組分和輻射 EMI

EMI 問題通常涉及三大要素：幹擾源
、受幹擾者和耦合機製。幹擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發生器
，受幹擾者指易受影響的電路（或 EMI 測量設備）。耦合機製可分為導電和非導電耦合。非導電耦合可以是電場（E 場）耦合
、磁場（H 場）耦合或兩者的組合 - 稱為遠場 EM 輻射。近場耦合通常由寄生電感和電容引起
，可能對穩壓器的 EMI 性能起到決定性作用
，影響顯著。

 

功率級寄生電感

功率MOSFET 的開關行為以及波形振鈴和 EMI 造成的後果均與功率回路和柵極驅動電路的部分電感相關。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板（PCB）布局產生的寄生元素，這些寄生元素會影響同步降壓穩壓器的 EMI 性能。

 

圖 2：降壓功率級和柵極驅動器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素）

 

有效高頻電源回路電感（LLOOP）是總漏極電感（LD）、共源電感（LS）（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯電感（ESL））和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預期
，LLOOP 與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區域）的幾何形狀布局密切相關。

 

與此同時，柵極回路的自感 LG 由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產生。從圖 2 中可以看出，高側 MOSFET Q1 的共源電感同時存在於電源和柵極回路中。Q1 的共源電感產生效果相反的兩種反饋電壓，分別控製 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時間
，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會增加開關損耗

，因此並非理想方法。

 

功率級寄生電容

公式 1 為影響 EMI 和開關行為的功率 MOSFET 輸入電容
、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關係表達式（以圖 2 中的終端電容符號表示）。在 MOSFET 開關轉換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。

 

 

公式 2 的近似關係表達式表明，COSS 與電壓之間存在高度非線性的相關性。公式3給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR 是與時間相關的有效輸出電容
，與部分新款功率 FET 器件的數據表中定義的內容一致。

 

 

圖2中的另一個關鍵參數是體二極管 DB2 的反向恢複電荷（QRR），該電荷導致 Q1 導通期間出現顯著的電流尖峰。QRR取決於許多參數
，包括恢複前的二極管正向電流、電流轉換速度和芯片溫度。一般來說
，MOSFET QOSS 和體二極管 MOSFET QOSS 會為分析和測量過程帶來諸多難題。在 Q1導通期間，為Q2的 COSS2 充電的前沿電流尖峰和為 QRR2 供電以恢複體二極管 DB2前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。

 

EMI 頻率範圍和耦合模式

表 1 列出了三個粗略定義的頻率範圍，開關模式電源轉換器在這三種頻率範圍內激勵和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開關期間，當換向電流的轉換率超過 5A/ns 時，2nH 寄生電感會導致 10V 的電壓過衝。此外，功率回路中的電流具有快速開關邊沿（可能存在與體二極管反向恢複和 MOSFET COSS 充電相關的前沿振鈴），其中富含諧波成分
，產生負麵影響嚴重的 H 場耦合
，導致傳導和輻射 EMI 增加。

 

表 1：開關轉換器噪聲源和常規 EMI 頻率分類

 

噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過直流輸入線路傳導的噪聲
、來自功率回路和電感的 H 場耦合以及來自開關節點銅表麵的 E 場耦合。

 

轉換器開關波形分析建模

如第 2 部分所述，開關節點電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉換器中 CM 噪聲和 E 場耦合的主要來源。在EMI 分析中，設計者最關注電源轉換器噪聲發射的諧波含量上限或“頻譜包絡”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡化的開關波形分析模型，我們可以輕鬆確定時域波形參數對頻譜結果的影響。

 

為了解與開關節點電壓相關的諧波頻譜包絡，圖 3 給出了近似的時域波形。每一部分均由其幅值（VIN）

、占空比（D）、上升和下降時間（t 和 tF）以及脈寬（t1）來表示。其中
，脈寬的定義為上升沿中點與下降沿中點的間距。

 

傅立葉分析結果表明
，諧波幅值包絡為雙 sinc 函數
，轉角頻率為 f1 和 f2
，具體取決於時域波形的脈寬和上升/下(xia)降(jiang)時(shi)間(jian)。對(dui)於(yu)降(jiang)壓(ya)開(kai)關(guan)單(dan)元(yuan)的(de)各(ge)個(ge)輸(shu)入(ru)電(dian)流(liu)波(bo)形(xing)，可(ke)以(yi)應(ying)用(yong)類(lei)似(si)的(de)處(chu)理(li)方(fang)法(fa)。測(ce)得(de)的(de)電(dian)壓(ya)和(he)電(dian)流(liu)波(bo)形(xing)中(zhong)相(xiang)應(ying)的(de)頻(pin)率(lv)分(fen)量(liang)可(ke)以(yi)表(biao)示(shi)開(kai)關(guan)電(dian)壓(ya)和(he)電(dian)流(liu)波(bo)形(xing)邊(bian)沿(yan)處(chu)的(de)振(zhen)鈴(ling)特(te)性(xing)（分別由寄生回路電感和體二極管反向恢複產生）。

 

圖 3：開關節點電壓梯形波形及其頻譜包絡（受脈寬和上升/下降時間影響）

 

一般來說，電感LLOOP會增加 MOSFET 漏源峰值電壓尖峰，並且還會加劇開關節點的電壓振鈴，影響 50MHz 至 200MHz 範圍內的寬帶 EMI。在zai這zhe種zhong情qing況kuang下xia
，最zui大da限xian度du縮suo減jian功gong率lv回hui路lu的de有you效xiao長chang度du和he閉bi合he區qu域yu顯xian得de至zhi關guan重zhong要yao。這zhe樣yang不bu僅jin可ke減jian小xiao寄ji生sheng電dian感gan，而er且qie還hai可ke以yi減jian少shao環huan形xing天tian線xian結jie構gou發fa出chu的de磁ci耦ou合he輻fu射she能neng量liang，從cong而er實shi現xian磁ci場chang自zi消xiao除chu。

 

穩壓器輸入端基於回路電感比率發生傳導噪聲耦合，而輸入電容 ESL 決定濾波要求。減小LLOOP會增加輸入濾波器的衰減要求。幸運的是，如果降壓輸出電感的自諧振頻率（SRF）較高
，傳導至輸出的噪聲可降至最低。換言之，電感應具有較低的有效並聯電容（EPC），以便在從開關節點到 VOUT 的網絡中獲得較高的傳輸阻抗。此外
，還會通過低阻抗輸出電容對輸出噪聲進行濾波。

 

等效諧振電路

根據圖 4 所示的同步降壓穩壓器時域開關節點的電壓波形可知
，MOSFET 開關期間傳輸的寄生能量會激發 RLC 諧振。右側的簡化等效電路用於分析 Q1 導通和關斷時的開關行為。從電壓波形中可以看出，上升沿的開關節點電壓明顯超出 VIN，而下降沿的開關節點電壓明顯低於接地端（GND）。

 

振蕩幅值取決於部分電感在回路內的分布，回路的有效交流電阻會抑製隨後產生的振鈴。這不僅為 MOSFET 和柵極驅動器提供電壓應力

，還會影響寬帶輻射 EMI 的中心頻率。

 

圖 4：MOSFET 導通和關斷開關轉換期間的同步降壓開關節點電壓波形及等效 RLC 電路

 

根據圖 4 中的上升沿電壓過衝計算可得，振鈴周期為 6.25ns

，對應的諧振頻率為 160MHz。此外
，將一個近場 H 探頭直接放在開關回路區域上方也可以識別該頻率分量。利用計算型 EM 場仿真工具
，可以推導出與高頻諧振和輻射發射相關的部分回路電感值。不過，還有一種更簡單的方法。這種方法需要測量諧振周期 TRing1 並從 MOSFET 數據表中獲取輸入電壓工作點的 COSS2後利用公式 4 計算總回路電感。

 

 

其中兩個重要因素是諧振頻率以及諧振固有的損耗或阻尼因子 a。主(zhu)要(yao)設(she)計(ji)目(mu)標(biao)是(shi)通(tong)過(guo)最(zui)大(da)限(xian)度(du)減(jian)小(xiao)回(hui)路(lu)電(dian)感(gan)盡(jin)可(ke)能(neng)提(ti)升(sheng)諧(xie)振(zhen)頻(pin)率(lv)。這(zhe)樣(yang)可(ke)以(yi)降(jiang)低(di)存(cun)儲(chu)的(de)無(wu)功(gong)能(neng)量(liang)總(zong)值(zhi)，減(jian)少(shao)諧(xie)振(zhen)開(kai)關(guan)節(jie)點(dian)電(dian)壓(ya)峰(feng)值(zhi)過(guo)衝(chong)。此(ci)外(wai)，在(zai)趨(qu)膚(fu)效(xiao)應(ying)的(de)作(zuo)用(yong)下(xia)

，較(jiao)高(gao)頻(pin)率(lv)處(chu)的(de)阻(zu)尼(ni)因(yin)子(zi)增(zeng)大(da)，提(ti)升(sheng) RLOOP 的有效值。

 

總結

盡管氮化镓（GaN）功率級同步降壓轉換器通常在低於3MHz的頻率下切換開關狀態，但產生的寬帶噪聲和EMI往往高達1GHz甚至更高。EMI 主要由其快速開關的電壓和電流特性所致。實際上，器件開關波形的高頻頻譜成分是獲取EMI產生電位指示的另一種途徑，它能夠指明 EMI 與開關損耗達到良好權衡的結果。

 

首先從原理圖中確定關鍵的轉換器開關回路，然後在PCB轉換器布局設計過程中盡量縮減這些回路的麵積

，從而減少寄生電感和相關的 H 場耦合，降低傳導和輻射 EMI。

 

在這篇係列文章的後續章節中，我將通過多種DC/DC轉換器電路重點介紹改善 EMI 性能矢量的係統級和集成電路（IC）的特定功能。緩解傳導 EMI 的措施通常也可以改善輻射 EMI，這兩方麵經常相互促進的。