近年來，一些著名的國際芯片供應商陸續推出了準諧振反激式變換器的控製IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX係列
、飛利浦的TEA162X係列以及意法半導體的L6565 等。正如這些公司宣傳的那樣
，在傳統的反激式變換器當中加入準諧振技術

，既可以實現開關管的零電壓開通
，從而提高了效率
、減少了EMI噪聲
，同時又保留了反激式變換器所固有的成本低廉、結構簡單、易yi於yu實shi現xian多duo路lu輸shu出chu等deng優you點dian。因yin此ci，準zhun諧xie振zhen反fan激ji式shi變bian換huan器qi在zai低di功gong率lv場chang合he具ju有you廣guang闊kuo的de應ying用yong前qian景jing。但dan是shi，由you於yu這zhe種zhong變bian換huan器qi的de工gong作zuo頻pin率lv會hui隨sui著zhe輸shu入ru電dian壓ya及ji負fu載zai的de變bian化hua而er變bian化hua，這zhe就jiu給gei設she計ji工gong作zuo(特別是變壓器的設計)造成一些困難。本文將從工作頻率入手，詳細闡述如何確定準諧振反激式變換器的幾個主要設計參數：最低工作頻率、變壓器初級電感量、折射電壓、初級繞組的峰值電流等。

 

準諧振反激式變換器的工作原理

 

圖 1：準諧振反激式變換器原理圖。

 

圖 1 是準諧振反激式變換器的原理圖。其中：LP為初級繞組電感量，LLEAK為初級繞組漏感量，RP是初級繞組的電阻，CP是諧振電容。

 

由圖 1 可見，準諧振反激式變換器與傳統的反激式變換器的原理圖基本一樣，區別在於開關管的導通時刻不一樣。圖 2 是工作在斷續模式的傳統反激式變換器的開關管漏源極間電壓VDS的波形圖。這裏VIN是輸入電壓
，VOR為次級到初級的折射電壓。

 

由圖 2 可見，當副邊繞組中的能量釋放完畢之後(即變壓器磁通完全複位)，在開關管的漏極出現正弦波振蕩電壓，振蕩頻率由LP、CP決定，衰減因子由RP決定。對於傳統的反激式變換器
，其工作頻率是固定的，因此開關管再次導通有可能出現在振蕩電壓的任何位置(包括峰頂和穀底)。可以設想，如果控製開關管每次都是在振蕩電壓的穀底導通，如圖 3 所示，那麼就可以實現零電壓導通(或是低電壓導通)
，這必將減少開關損耗，降低EMI噪聲。實現這一點並不困難
，隻要增加磁通複位檢測功能(通常是輔助繞組來實現)，以便在檢測到振蕩電壓達到最低點時打開開關管，就能達到目的。這實質上就是準諧振反激式變換器的工作原理，前文提到的幾種IC均能實現這個功能。由此帶來的問題是其工作頻率是變化的
，從而影響了其它設計參數的確定。

 

圖 2：斷續模式的反激式變換器的開關管漏極電壓波形。

 

圖 3：準諧振反激式變壓器的開關管漏極電壓波形。

 

圖 4：MOSFET 的漏源極間電壓波形。

 

設計參數的確定

 

設計反激式變換器，通常需要確定以下參數：

 

IPMAX：初級繞組的最大峰值電流；

 

VINMIN：最低直流輸入電壓；

 

LP：初級繞組電感量；

 

VOR：次級到初級的折射電壓。

 

對於工作頻率fS恒(heng)定(ding)的(de)反(fan)激(ji)式(shi)變(bian)換(huan)器(qi)，以(yi)上(shang)參(can)數(shu)可(ke)以(yi)通(tong)過(guo)輸(shu)入(ru)輸(shu)出(chu)指(zhi)標(biao)以(yi)及(ji)選(xuan)用(yong)的(de)相(xiang)關(guan)元(yuan)器(qi)件(jian)等(deng)信(xin)息(xi)來(lai)確(que)定(ding)
，這(zhe)個(ge)過(guo)程(cheng)比(bi)較(jiao)簡(jian)單(dan)。但(dan)是(shi)
，對(dui)於(yu)準(zhun)諧(xie)振(zhen)反(fan)激(ji)式(shi)變(bian)換(huan)器(qi)，上(shang)述(shu)過(guo)程(cheng)就(jiu)比(bi)較(jiao)複(fu)雜(za)
，這(zhe)是(shi)因(yin)為(wei)在(zai)準(zhun)諧(xie)振(zhen)模(mo)式(shi)下(xia)

，工(gong)作(zuo)頻(pin)率(lv)fS是變化的，fS變化了
，IPMAX和LP也就無法確定，整個設計似乎是無從下手
，這正是本文所要解決的問題。

 

首先詳細分析一下準諧振反激式變換器的工作周期。圖 3 是準諧振反激式變換器的MOSFET的漏極電壓在一個工作周期內的波形。由圖可見，準諧振模式的工作周期由三部分組成：TON、TOFF、TW。

 

當開關管導通時
，初級繞組(感量為LP)有電流流動，這個電流將以斜率VIN/LP逐漸增大。當電流達到預定的最大值IP時
，控製器將關斷開關管。因此
，開關管的導通時間TON可由等式(1)確定：

 

 

開關管關閉後
，存儲在變壓器中的能量將被傳遞到次級繞組。TOFF代表了次級繞組釋放能量的過程，其值可由等式(2)確定：

 

 

其中
，LS：次級繞組電感量，IPS：次級繞組峰值電流，VOUT：輸出電壓，VDS：輸出整流二極管的壓降。

 

設變壓器初次級繞組的匝比為 N
，即：

 

 

則存在以下關係：

 

 

將(4)、(5)
、(6)式代入(2)式可得：

 

 

當次級繞組中的能量釋放完畢之後
，次級繞組將停止導通
，初級繞組上的折射電壓VOR也將消失。由於初級電感量LP和開關管漏極電容CP以及電阻構成一個RLC諧振電路
，因此折射電壓將按等式(8)變化：

 

 

其中，a=RP/(2*LP)
，是衰減因子
，

 

 

是諧振頻率。由此可得開關管的漏極電壓為：

 

 

觀察(9)式可知，當

 

 

時
，VDS(t)具有最小值。解方程(10)可得：

 

 

該值就是我們要求的TW，即：

 

 

至此就可得出準諧振反激式變換器的一個完整工作周期為：

 

 

則其工作頻率：

 

 

另外
，對於反激式變換器還存在以下的功率傳遞等式：

 

 

式中：POUT為輸出功率；η為變換器的效率。

 

對(14)式進行整理可得：

 

 

將 (15)式代入(13)式整理可得：

 

 

(16)式中
，PO和VIN是已知量，可由設計要求確定。效率η的經驗值是 0.8～0.9
，對高電壓輸出取 0.85～0.9

，對低電壓輸出取 0.8～0.85。這樣，對於(16)式，要想解出IP的值，還必須確定VOR、CP、fS三個未知量
，下麵逐一進行分析。

 

1.VOR是次級到初級的折射電壓。在傳統的反激式變換器中
，它的取值與開關管的漏極擊穿電壓VDSS、最大輸入直流電壓VINMAX等參數有關。在準諧振模式下也是如此
，稍有不同的是，在準諧振模式下，為了在盡可能大的範圍內實現零電壓導通
，VOR總是希望取得大一些，因此通常會選用 800V的MOSFET。可按(17)式確定VOR的大小：

 

 

式中，ΔV為初級繞組的漏感LLEAK與開關管的漏極電容CP形成的尖峰電壓，經驗取值為 0.2VDSS，則(17)式變為：

 

 

2.CP是開關管漏極對地的電容，屬於諧振電容。它與初級繞組的漏感LLEAK形成第一個諧振電路，與初級繞組的電感LP形成第二個諧竦緶貳５諞桓魴癡竦緶吩誑 毓芄囟鮮輩夥宓繆梗虼司齠ㄗ趴 毓萇係淖罡叩繆梗壞詼 魴癡竦緶肪齠ㄗ徘拔奶岬降腡W。CP的確定可分兩種情況，一是開關管的漏極沒有額外增加電容，C P隻包括MOSFET的漏源極間電容COSS和其它一些分布電容(注：此時電源係統要增加RCD箝位電路以抑製電壓尖峰)。這種情況下，CP可用COSS來近似地表示。也許有人會提出，COSS會隨MOSFET的漏源極間電壓VDS的變化而變化
，這該如何確定？實際上，不必為此擔心，因為隻有當VDS特別小時
，COSS才會有顯著的變化。如果我們取VDS=25V時的COSS，則不會有什麼影響(大部分公司的數據手冊中給出的COSS，大多是在V DS=25V的條件下測得的)。第二種情況是開關管的漏極額外增加了一個電容CD，此時CP包括CD以 及COSS等雜散電容。CP可由(19)式來確定：

 

 

其中，IP：初級繞組的峰值電流，LLEAK：初級繞組的漏感。

 

整理(19)式可得：

 

 

工程中常取LLEAK=0.2*LP，將其代入(20)式可得：

 

 

另外
，對(14)式進行整理可得：

 

 

將(22)式代入(21)式可得(23)式：

 

按照(23)式得出的Cp，在較大輸出功率(例如大於60W)的情況下

，計算值可能偏大。當然
，較大的Cp值可以很好地抑製開關管漏極的尖峰電壓，但是Cp值過大，會使開關管在導通瞬間流過很大的尖峰電流，這個尖峰電流一方麵會增加損耗，另一方麵會形成EMI噪聲，嚴重時甚至會引起控製芯片的誤動作，影響係統的正常工作。

 

在這種情況下
，我們應采取折衷的方法
，減小Cp的取值(一般可取 100pF-2200pF之間的值)，同時使用RCD箝(qian)位(wei)電(dian)路(lu)來(lai)抑(yi)製(zhi)開(kai)關(guan)管(guan)上(shang)的(de)尖(jian)峰(feng)電(dian)壓(ya)。這(zhe)樣(yang)做(zuo)既(ji)可(ke)以(yi)減(jian)少(shao)開(kai)關(guan)管(guan)漏(lou)極(ji)分(fen)布(bu)電(dian)容(rong)的(de)離(li)散(san)性(xing)對(dui)係(xi)統(tong)設(she)計(ji)的(de)影(ying)響(xiang)，又(you)可(ke)以(yi)避(bi)免(mian)產(chan)生(sheng)過(guo)大(da)的(de)尖(jian)峰(feng)電(dian)流(liu)，同(tong)時(shi)對(dui)抑(yi)製(zhi)開(kai)關(guan)管(guan)上(shang)的(de)尖(jian)峰(feng)電(dian)壓(ya)也(ye)有(you)一(yi)定(ding)的(de)好(hao)處(chu)。

 

3、fS是係統的工作頻率。對於準諧振模式

，工作頻率是變化的

，在設計時
，應該以最小的工作頻率來確定其它相關參數，因此，fS在這裏亦表示係統最小的工作頻率。它的確定須從兩方麵考慮，一方麵為了采用較小尺寸的變壓器
，必須提高fS；另一方麵為了降低開關損耗以及減少EMI噪聲，fS應取得小些。折衷考慮，通常取fS的範圍是 25KHz-50KHz。

 

至此，三個未知量VOR、Cp
、fS都得到了確定


，將它們代入(16)式，就可得出Ip

，再將Ip代入(15)式，就可得出Lp，確定了這些關鍵參數，下一步就可以設計變壓器、輸入回路
、輸出回路、反饋電路和保護電路等，這些設計過程與傳統的反激式變換器的設計過程相同

，這裏就不再論述。

 

本文小結

 

準zhun諧xie振zhen反fan激ji式shi變bian換huan器qi的de設she計ji具ju有you其qi自zi身shen的de特te殊shu性xing，它ta的de關guan鍵jian參can數shu的de確que定ding不bu但dan需xu要yao理li論lun等deng式shi的de計ji算suan
，還hai需xu要yao實shi踐jian經jing驗yan的de分fen析xi假jia定ding

，當dang然ran也ye需xu要yao結jie合he實shi際ji電dian路lu的de波bo形xing對dui參can數shu進jin行xing恰qia當dang的de調tiao整zheng，隻zhi有you這zhe樣yang，才cai能neng充chong分fen發fa揮hui準zhun諧xie振zhen反fan激ji式shi變bian換huan器qi的de高gao效xiao率lv、低 EMI、小體積以及低成本的優勢。

 

 

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