一些專為電源而設計的低成本、高性能數字控製器上市以後
，越來越多的電源公司開始為 PFC 設計選擇使用這些新型數字控製器。相比傳統的模擬控製器，數字控製器擁有許多優勢
，例如：可編程配置
、非線性控製、低組件數目，以及最為重要的複雜功能實施能力（模擬方法通常較難實現）。

 

大多數現今的數字電源控製器，例如：TI 的融合數字電源 (Fusion Digital PowerTM) 控製器 UCD30xx 等都有許多集成電源控製外設和一個電源管理內核

，例如：數字環路補償器、快速模數轉換器 (ADC)、內置停滯時間的高分辨率數字脈寬調製器 (DPWM)、低功耗微控製器等。它們是如無橋接 PFC 等複雜高性能電源設計的較好選擇。

 

數字控製無橋接 PFC

 

在其他一些無橋接 PFC 拓撲結構中[1] [2]，圖 1 是一個已經為業界所廣泛采用的無橋接 PFC 實例。它具有兩個 DC/DC 升壓電路[3] [4]
，一個由 L1、D1 和S1 組成，而另一個則由 L2、D2 和 S2 組成。D3 和 D4 為慢速恢複二極管。通過參考內部電源接地單獨檢測線壓和中性點電壓，測量得到輸入 AC 電壓。通過對比檢測線壓信號和中性點信號
，固件便知道其為一個正半周期，還是一個負半周期。在一個正半周期期間，第一個 DC/DC 升壓電路即 L1-S1-D1 有效，同時升壓電流回到二極管 D4 的 AC 中性點。在一個負半周期期間
，第二個 DC/DC 升壓電路即 L2-S2-D2 有效，同時升壓電流回到二極管 D3 的 AC 線。像 UCD3020 這樣的數字控製器用於控製這種無橋接 PFC。

 

圖 1 數字控製無橋接 PFC

 

無橋接 PFC 基本都由兩個相升壓電路組成
，但在任何時候都隻有一個相有效。對比使用相同功率器件的傳統單相 PFC，無橋接 PFC 和單相 PFC 的開關損耗應該是一樣的。但是
，無橋接 PFC 電流在任何時候都隻通過一個慢速二極管（正半周期為 D4，負半周期為 D3），而er非fei兩liang個ge。因yin此ci，效xiao率lv提ti高gao的de多duo少shao取qu決jue於yu一yi個ge二er極ji管guan和he兩liang個ge二er極ji管guan之zhi間jian的de傳chuan導dao損sun耗hao差cha異yi。另ling外wai，通tong過guo完wan全quan開kai啟qi關guan閉bi的de開kai關guan可ke以yi進jin一yi步bu提ti高gao無wu橋qiao接jie PFC 效率。例如，在一個正周期期間，S1 通過 PWM 信號控製
，而 S2 則可以完全開啟。當流動的電流低於某個值時，MOSFET S2 的壓降可能會低於二極管 D4
，因此返回電流部分或者全部流經 L1-D1-RL-S2-L2，然後返回 AC 源。傳導損耗可以降低，電路效率也可以得到提高，特別是在輕負載的情況下。同樣，在一個負周期期間，S2 開關時
，S1 被完全開啟。圖 2 顯示了 S1 和 S2 的控製波形。

 

圖 2 無橋接 PFC 的 PWM 波形

 

自適應總線電壓和開關頻率控製

 

傳chuan統tong上shang
，效xiao率lv指zhi的de是shi滿man負fu載zai狀zhuang態tai下xia高gao線xian壓ya和he低di線xian壓ya的de效xiao率lv。現xian在zai
，如ru計ji算suan服fu務wu器qi和he遠yuan距ju離li通tong信xin電dian源yuan等deng大da多duo數shu應ying用yong，除chu滿man負fu載zai狀zhuang態tai效xiao率lv以yi外wai，還hai要yao求qiu 10%-50% 負載範圍狀態的效率也必須滿足標準規範。大多數 AC/DC 應用中
，係統有 PFC 和下遊DC/DC 級，因此我們根據整個係統來測量效率。若想提高輕負載狀態下的總係統效率，一種方法是降低 PFC 輸shu出chu電dian壓ya和he開kai關guan頻pin率lv。這zhe要yao求qiu了le解jie負fu載zai信xin息xi，而er這zhe項xiang工gong作zuo通tong常chang是shi通tong過guo使shi用yong一yi些xie額e外wai電dian路lu測ce量liang輸shu出chu電dian流liu來lai實shi現xian的de。但dan是shi，利li用yong數shu字zi控kong製zhi器qi，便bian不bu再zai需xu要yao這zhe些xie額e外wai電dian路lu。輸shu入ru AC 電壓和 DC 輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)相(xiang)同(tong)時(shi)
，輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)與(yu)電(dian)壓(ya)環(huan)路(lu)輸(shu)出(chu)成(cheng)正(zheng)比(bi)。因(yin)此(ci)
，如(ru)果(guo)我(wo)們(men)知(zhi)道(dao)電(dian)壓(ya)環(huan)路(lu)的(de)輸(shu)出(chu)，我(wo)們(men)便(bian)可(ke)以(yi)相(xiang)應(ying)地(di)調(tiao)節(jie)頻(pin)率(lv)和(he)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)。使(shi)用(yong)數(shu)字(zi)控(kong)製(zhi)器(qi)以(yi)後(hou)，電(dian)壓(ya)環(huan)路(lu)通(tong)過(guo)固(gu)件(jian)來(lai)實(shi)現(xian)，其(qi)輸(shu)出(chu)已(yi)知(zhi)，所(suo)以(yi)實(shi)現(xian)這(zhe)種(zhong)特(te)性(xing)便(bian)十(shi)分(fen)容(rong)易(yi)
，並(bing)且(qie)成(cheng)本(ben)比(bi)使(shi)用(yong)模(mo)擬(ni)方(fang)法(fa)要(yao)低(di)得(de)多(duo)。

 

通過變流器實現電流檢測

 

無橋接 PFC 的難題之一是如何檢測整流後的 AC 電流。如前所述，AC 返回電流（部分或者全部）可能會流經處於非活動狀態的開關，而非慢速二極管 D3/D4。因此
，在接地通路中使用一個分路器來檢測電流（通常在傳統 PFC 中使用），已不再適用。取而代之的是，使用一個變流器 (CT)，每相一個（圖 1）。這(zhe)兩(liang)個(ge)變(bian)流(liu)器(qi)的(de)輸(shu)出(chu)被(bei)整(zheng)流(liu)，然(ran)後(hou)組(zu)合(he)在(zai)一(yi)起(qi)，產(chan)生(sheng)電(dian)流(liu)反(fan)饋(kui)信(xin)號(hao)。由(you)於(yu)在(zai)任(ren)何(he)時(shi)候(hou)都(dou)隻(zhi)有(you)一(yi)個(ge)變(bian)流(liu)器(qi)整(zheng)流(liu)輸(shu)出(chu)信(xin)號(hao)，即(ji)使(shi)在(zai)其(qi)組(zu)合(he)時(shi)也(ye)是(shi)如(ru)此(ci)，因(yin)此(ci)任(ren)何(he)時(shi)候(hou)都(dou)隻(zhi)有(you)一(yi)個(ge)反(fan)饋(kui)電(dian)流(liu)信(xin)號(hao)。

 

圖 3 連續導通模式的檢測電流波形

 

圖 4 非連續導通模式的檢測電流波形

 

如圖 3-4 所示，由於變流器放置在開關的右上方
，因此其隻檢測開關電流（隻是電感電流的上升部分）。數字控製實施時，在時間 Ta 的 PWM 中間測量該開關電流信號。它是一個瞬時值，在圖 3-4 中以 Isense 表示。僅當該電流為連續電流時，測得開關電流 Isense 才等於平均 PFC 電感電流（請參見圖 3）。該電流變為如圖 4 所示非連續電流時
，Isense 不再等於平均 PFC 電感電流。為了計算電感平均電流，應該建立某個開關時間期間中間點檢測電流 Isense 和平均電感電流之間的關係，並且這種關係應該同時適用於連續導通模式 (CCM) 和非連續導通模式 (DCM)。

 

就一個穩態運行的升壓型轉換器而言，升壓電感的第二電壓應在所有開關期間都保持平衡：

 

   方程式 (1)

 

其中，Ta 為電流上升時間（PWM 導通時間）
，Tb 為電流下降時間（PWM 關閉時間），VIN 為輸入電壓

，而 VO 為輸出電壓，並假設所有電源器件均為理想狀態。

 

由圖 3-4，我們可以通過 Isense 計算出電感平均電流 Iave：

 

   方程式 (2)

 

其中，T 為開關時間。

 

將（1）和（2）組合，我們得到：

 

   方程式 (3)

 

通過方程式 3
，平均電感電流 Iave 表示為瞬時開關電流 Isense。理想電流 Iave 和 Isense 為電流控製環路的電流基準。檢測到現實瞬時開關電流後，將其與該基準對比
，誤差被發送至一個快速誤差 ADC (EADC)
，最終將數字化的誤差信號發送至一個數字補償器
，以關閉電流控製環路。

 

動態調節環路補償器

 

總諧波失真 (THD) 和功率因數 (PF) 是兩個判定 PFC 性能非常重要的標準。一個好的環路補償器應該具有較好的 THD 和 PF。但是，PFC 的輸入範圍如此之寬，其可以從 80 Vac 擴展至高達 265 Vac。dixianyazhuangtaixiayongyoujiaogaoxingnengdebuchangqi，zaigaoxianyazhuangtaixiaweibinenggoujiaohaodigongzuo。zuijiafangfashigenjushurudianyaxiangyingditiaojiehuanlubuchangqi。zheduiyigemonikongzhiqilaishuokenengshiyixiangbukenengwanchengderenwu，danduiyuru UCD3020 等一些數字控製器來說
，則可以輕鬆地實現。

 

這種芯片中的數字補償器是一種數字濾波器，其由一個與一階 IIR 濾波器級聯的二階無限脈衝響應 (IIR) 濾lv波bo器qi組zu成cheng。控kong製zhi參can數shu即ji所suo謂wei的de係xi數shu，均jun保bao存cun在zai一yi組zu寄ji存cun器qi中zhong。該gai寄ji存cun器qi組zu被bei稱cheng作zuo記ji憶yi槽cao。共gong有you兩liang條tiao這zhe種zhong記ji憶yi槽cao，每mei條tiao可ke存cun儲chu不bu同tong的de係xi數shu。隻zhi有you一yi條tiao記ji憶yi槽cao的de係xi數shu有you效xiao，用yong於yu補bu償chang計ji算suan

，而er另ling一yi條tiao則ze處chu於yu未wei激ji活huo狀zhuang態tai。固gu件jian始shi終zhong都dou可ke以yi向xiang未wei激ji活huo的de記ji憶yi槽cao加jia載zai新xin的de係xi數shu。在zai PFC 運行期間，可在任何時候調換係數記憶槽，以便允許補償器使用不同的控製參數，適應不同的運行狀態。

 

有這種靈活性以後，我們可以存儲兩個不同的係數組（一個用於低線壓，另一個用於高線壓），並根據輸入電壓調換係數。環路帶寬、xiangweiyulianghezengyiyuliangdoukezaidixianyahegaoxianyaxiadedaoyouhua。liyongzhezhongdongtaitiaojiekongzhihuanluxishu，bingshiyonggujianlaiduibianliuqikenengchuxiandepianyiliangjinxingbuchang，keyijidadigaishan THD 和 PF。圖 5-6 是一些基於 1100W 無橋接 PFC 的測試結果，低線壓時 THD 為 2.23%
，高線壓時 THD 為 2.27%，而 PF 分別為 0.998 和 0.996。

 

圖 5 低線壓的 VIN和IIN 波形（VIN = 110V, 負載= 1100W, THD = 2.23%, PF = 0.998）

 

圖 6 高線壓的VIN和IIN波形（VIN = 220V, 負載= 1100W, THD = 2.27%, PF = 0.996）

 

改善輕負載 PF

 

每個 PFC 在輸入端都有一定的電磁幹擾 (EMI) 濾波器。EMI 濾波器的 X 電容器會引起 AC 輸入電流引導 AC 電壓，從而影響 PF。在輕負載和高線壓狀態下
，這種情況變得更糟糕。PF 很難滿足嚴格的規範。要想增加輕負載的 PF，我們需要相應地強製電流延遲。我們如何實現呢
？

 

我們都知道，PFC 電流控製環路不斷嚐試強製電流匹配其基準。該基準基本上為 AC 電(dian)壓(ya)信(xin)號(hao)，隻(zhi)是(shi)大(da)小(xiao)不(bu)同(tong)。因(yin)此(ci)，如(ru)果(guo)我(wo)們(men)能(neng)夠(gou)延(yan)遲(chi)電(dian)壓(ya)檢(jian)測(ce)信(xin)號(hao)，並(bing)將(jiang)延(yan)遲(chi)後(hou)的(de)電(dian)壓(ya)信(xin)號(hao)用(yong)於(yu)電(dian)流(liu)基(ji)準(zhun)生(sheng)成(cheng)
，便(bian)可(ke)以(yi)讓(rang)電(dian)流(liu)延(yan)遲(chi)來(lai)匹(pi)配(pei) AC 電壓信號，從而使 PF 得到改善。這對一個模擬控製器來說很困難，但對數字控製而言

，隻需幾行代碼便可以實現。

 

首先，輸入 AC 電壓通過 ADC 測量。固件讀取經測量的電壓信號，增加一些延遲，然後使用延遲後的信號來生成電流基準。圖 7-8 顯示了基於 1100W 無橋接 PFC 的測試結果。在這種測試中，Vin = 220V
，Vout = 360V
，而負載 = 108W（約全部負載的 10%）。通道 1 為 Iin
，通道 2 為 Vin，通道 4 為帶延遲的測量 VIN 信號。圖 7 中
，經測量的Vin沒有增加延遲

，PF=0.86，THD=8.8%。圖 8 中，測量 Vin 信號被延遲了 300us，PF 改善至 0.90。進一步改善PF是可能的，但付出的代價是 THD，因為進一步延遲電流基準在 AC 電壓交叉點產生更多的電流失真。圖 9 中，測量 Vin 被延遲了 500us，PF 改善為 0.92。但是，電流在電壓交叉點出現失真。結果，THD 變得更糟糕，達到 11.3%。

 

圖 7 無測量 VIN 延遲

 

圖 8 測量 VIN 延遲 300us。

 

圖 9 測量 VIN 延遲 500us。

 

非線性控製

 

相比電流環路，電壓環路控製複雜度更低。數字實施時，輸出電壓 VO 通過一個 ADC 檢測
，然後同電壓基準比較。我們可以使用一個簡單的比例積分 (PI) 控製器來關閉該環路。

 

   方程式 (4)

 

其中，U 為控製輸出

，Kp 和 Ki 分別為比例項和積分調節增益。E[n] 為 DC 輸出電壓誤差采樣。

 

如前所述，使用數字控製的諸多好處之一是它能夠實現非線性控製。我們使用非線性 PI 控製的目的便是提高瞬態響應。圖 10 顯示了非線性 PI 控製的一個實例。誤差更大時（通過出現在瞬態下）
，使用更大的 Kp。wuchachaochushezhixianzhishizheyanghuijiasuhuanluxiangying，tongshihuifushijiansuoduan。shiyongjifenqishi，youshilingwaiyizhongqingkuang。zhongsuozhouzhi
，jifenqiyongyuxiaochuwentaiwucha。danshi
，tatongchanghuiyinqibaohewenti，bingqieqi 90 度相位滯後也會影響係統穩定性。正因如此
，我們使用了一個非線性積分調節增益[5]（圖 10）。誤差超出一定程度時

，積分調節增益Ki減小，以防止出現飽和、過衝和不穩定性等問題。

 

圖 10 非線性PI控製

 

數字電壓環路控製的另一個優點被稱為積分抗飽和。它一般出現在 AC 壓降狀態下。當 AC 壓降出現，並且下遊負載繼續吸取電流時
，DC 輸出電壓開始下降，但是 PFC 控製環路仍然嚐試調節其輸出。因此，積分器積聚
，並可能出現飽和，這種情況被稱為積分器飽和。一旦AC恢複，飽和積分器便可能會引起 DC 輸出電壓過衝。若想防止出現這種情況
，則一旦探測到 AC 恢複
，固件就重設積分器，同時 DC 輸出達到其調節點。

 

數字控製器還可以做得更多
，例如：頻率抖動、係統監控
、通信等，並且可以為無橋接 PFC提供靈活的控製、更高的集成度以及更高的性能。在一些高端的 AC/DC 設計中
，現在越來越多的設計正在使用數字控製器。

 

參考文獻

 

1. 2010 年 7 月《電源電子技術》文章《真正的無橋接 PFC 轉換器實現了超過 98% 的效率 0.999 的功率因數》
，作者：Slobodan Cuk。

2. 2007 年《IEEE》文章《無橋接 PFC 升壓整流器性能評估》
，作者：Laszlo Huber

、Yungtaek Jang、Milan M. Jovanović。

3. 1999 年 1 月第 1 卷第 8 節《國際電信能源大會 (INTELEC) 草案》的《更低傳導及整流換向損耗的高功率因數整流器》，作者:A.F. Souza 和 I. Barbi。

4. 2004 年《電源電子（歐洲）》第 7 期33-35 頁《第二代 PFC 解決方案》
，作者：T. Ernö 和 M. Frisch。

5. 2002 年 4 月《ISA 會刊》vol.41, no.2 p. 177-89，《線性到非線性控製方法：一種實用的改進》，作者：Zhiqiang Gao。

 

作者：Bosheng Sun、System Engineer 以及 Zhong Ye，德州儀器 (TI) 係統工程經理

 

Bosheng Sun 現任 TI 係統工程師，主要負責係統和固件設計、TI Fusion 數字電源產品的開發與測試。Bosheng 畢業於克裏夫蘭州立大學 (Cleveland State University)，獲電子工程碩士學位。

 

Zhong Ye 現任 TI 高性能隔離產品係統工程經理。Zhong 畢業於福州大學 (Fuzhou University)
，獲電子工程碩士學位，後又畢業於美國托萊多大學 (Toledo University)，獲電源電子博士學位。

 

 

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