【導讀】在“開發基於碳化矽的25 kW快速直流充電樁”^[1-3] 係列的這篇新文章中，我們聚焦DC-DC雙有源相移全橋(DAB-PS)零電壓開關(ZVS)轉換器，其簡介和部分描述參見第二部分。

在本部分中
，我們將介紹我們的工程團隊遵循的一些DC-DC級(ji)的(de)設(she)計(ji)過(guo)程(cheng)。具(ju)體(ti)而(er)言(yan)，我(wo)們(men)將(jiang)講(jiang)解(jie)開(kai)發(fa)這(zhe)種(zhong)轉(zhuan)換(huan)器(qi)的(de)關(guan)鍵(jian)設(she)計(ji)考(kao)慮(lv)因(yin)素(su)和(he)權(quan)衡(heng)，尤(you)其(qi)是(shi)圍(wei)繞(rao)磁(ci)性(xing)元(yuan)件(jian)的(de)定(ding)義(yi)，並(bing)討(tao)論(lun)了(le)電(dian)源(yuan)仿(fang)真(zhen)和(he)所(suo)做(zuo)的(de)設(she)計(ji)決(jue)策(ce)。在(zai)第(di)四(si)部(bu)分(fen)中(zhong)

，我(wo)們(men)還(hai)將(jiang)討(tao)論(lun)在(zai)變(bian)壓(ya)器(qi)中(zhong)的(de)磁(ci)通(tong)平(ping)衡(heng)概(gai)念(nian)，以(yi)及(ji)如(ru)何(he)在(zai)25 kW快速直流充電樁中解決這一問題。

1 設計DAB DC-DC級

DAB DC-DC轉換器含有兩個全橋，采用四個SiC MOSFET模塊、一個諧振變壓器和一個諧振電感實現。該係統運行相移調製並在高負載下實現ZVS，同時可在200 V至1000 V的寬輸出電壓範圍內最大限度地提高效率。圖1再次顯示了之前在第二部分中介紹的該電路級的簡化示意圖。

該轉換器旨在提供最高效率當輸出電壓介於約650 V和 800 V之間。針對400 V電池的充電樁，應調整設計以在400 V電平附近提供峰值效率。

表1概述了該轉換器的主要設計特性。

圖1：雙有源橋(DAB) DC-DC級含有兩個全橋，中間有一個隔離變壓器。

表1.DC-DC轉換器所需工作點的概覽。

DAB磁性元件設計指南

設計DAB-PS轉換器的一個基本步驟是選擇變壓器和諧振電感的關鍵參數。變壓器的匝數比(n1/n2)將顯著影響轉換器在整個工作範圍內的效率，因此DAB-PS轉換器的開發和優化很大程度上取決於磁性元件。

正(zheng)如(ru)下(xia)文(wen)即(ji)將(jiang)討(tao)論(lun)的(de)那(na)樣(yang)，大(da)多(duo)數(shu)仿(fang)真(zhen)目(mu)標(biao)僅(jin)用(yong)於(yu)生(sheng)成(cheng)滿(man)足(zu)我(wo)們(men)應(ying)用(yong)需(xu)求(qiu)的(de)磁(ci)性(xing)能(neng)要(yao)求(qiu)。磁(ci)性(xing)元(yuan)件(jian)供(gong)應(ying)商(shang)使(shi)用(yong)這(zhe)些(xie)信(xin)息(xi)來(lai)完(wan)成(cheng)滿(man)足(zu)應(ying)用(yong)需(xu)求(qiu)的(de)元(yuan)件(jian)設(she)計(ji)
，並(bing)進(jin)行(xing)生(sheng)產(chan)，同(tong)時(shi)盡(jin)可(ke)能(neng)降(jiang)低(di)損(sun)耗(hao)並(bing)減(jian)小(xiao)尺(chi)寸(cun)。

變壓器匝數比(n1/n2)和效率

當次級電壓(V_SEC)等於初級電壓乘以n1/n2比值(公式 1時
，DAB-PS轉換器將達到峰值效率。

因此

，調整變壓器的方式應確保當V_SEC等於目標輸出電壓(對於本項目為約650 V 至800 V)時，達到該峰值性能工作點。以下仿真將顯示匝數比是如何成為轉換器效率的主要決定因素的(對於固定的開關頻率和開關技術)，因為它會影響變壓器的初級(I_PRIM,RMS和I_PRIM,PEAK)電流和次級(I_SEC,RMS和I_SEC,PEAK)電流。仿真將有助於確定何種匝數配置可提高整體效率並達到98%的目標值。

為了啟動並運行仿真，需要一些變壓器匝數比的初始值。在本項目中，初始值是根據以前的設計、市場基準和技術文獻中收集的經驗提出的，並以公式1為堅實基礎。

諧振電感(L_RESONANT)

諧振電感值需要根據DAB-PS中變壓器的漏感進行調整。理論上，在某些設計中，變壓器的固有漏感可用於實現支持ZVS的必要諧振。然而，在像本項目這樣的高功率應用中
，情況並非如此，因此所選的諧振電感值需要補充變壓器的漏感。

公式2定義了DAB-PS轉換器的輸出功率、初級和次級電壓
、開關頻率
、相移和諧振電感(諧振電感 + 變壓器漏感)之間的關係。根據功率轉換器中的典型情況
，已證明f_s值越高，所需的電感就越小。

其中，P是DAB的功率傳輸，V_PRIM是初級電壓，V_SEC是次級電壓
，ɣ是相移
，f_s是開關頻率
，L_{RESONANT+LEAKAGE}是諧振電感 + 變壓器漏感。該公式基於簡化的線性化模型
，但對初始估值很有用。

通過應用公式2並將其與25 kW直流充電樁的規格進行比較，可以確定將L_RESONANT與L_LEAK的和取值為 22 µH左右會是一個合理的假設。表2顯示，對於最壞情況(V_SEC = 200 V)，可以在留有一定的裕量的條件下提供10 kW的額定輸出功率，因為從諧振角度來看，理想情況下的最大功率傳輸為11.57 kW。

表2.在整個輸出電壓範圍內滿足輸出功率規格所需的 L_{RESONANT+LEAK}。

勵磁電感(L_M)

勵磁電感(L_M)在優化變壓器尺寸方麵發揮著重要作用，並且還會影響整體效率。對於給定的初級電壓
，較高的L_M將轉化為較低的勵磁電流(I_M)，從而降低流過磁芯的總磁通量，縮小所需的有效橫截麵積(A_e)(公式3、4和5)，這會有利於變壓器更緊湊。

盡管如此，較高的L_M值意味著所需匝數(n1)的增加，在工作於高RMS電流的係統中(如本示例中的25 kW 電動汽車充電樁設計)
，這會導致導線橫截麵積的增加(以使傳導損耗得到控製)
，然後導致變壓器尺寸的增加，以便能夠在磁芯的可用繞組區域中容納磁芯。

很(hen)明(ming)顯(xian)，勵(li)磁(ci)電(dian)感(gan)值(zhi)是(shi)變(bian)壓(ya)器(qi)設(she)計(ji)和(he)優(you)化(hua)的(de)一(yi)個(ge)要(yao)素(su)，但(dan)不(bu)是(shi)我(wo)們(men)轉(zhuan)換(huan)器(qi)的(de)固(gu)定(ding)要(yao)求(qiu)。因(yin)此(ci)
，我(wo)們(men)的(de)工(gong)程(cheng)師(shi)在(zai)此(ci)采(cai)用(yong)的(de)方(fang)法(fa)是(shi)，依(yi)靠(kao)磁(ci)性(xing)元(yuan)件(jian)製(zhi)造(zao)商(shang)提(ti)供(gong)優(you)化(hua)設(she)計(ji)，盡(jin)可(ke)能(neng)做(zuo)到(dao)緊(jin)湊(cou)和(he)高(gao)效(xiao)，同(tong)時(shi)滿(man)足(zu)應(ying)用(yong)要(yao)求(qiu)(主要是效率、尺寸和成本)。然而，公式3至5幫助我們了解勵磁電感如何影響到改變變壓器尺寸和損耗的各項。

其中B是磁通密度，φ是磁通量，A_e是(磁芯的)有效橫截麵積。

其中µ₀是真空磁導率，µ_r是相對磁導率，l_e是磁路長度，l_a是磁芯氣隙長度
，N是初級繞組的匝數
，I_M是勵磁電流。

其中A_L是電感係數。

從控製和調節的角度來看，為L_M設立一個最小值也很重要。該值越低

，控製環路運行速度就越快
，而采集和控製硬件需要支持該工作速度。

總而言之
，在本項目中定義L_M可接受範圍的最重要因素包括：最大調節速度、對I_M峰值電流的影響、對次級側電流的影響(隨著L_M的減小而增加)和磁體結構的可行性(緊湊)。

開關頻率

根據以往設計(例如11 kW LLC轉換器)中積累的經驗，選擇100 kHz作為開關頻率。^[4]該值是在相對較高的開關頻率(有助於減小磁體尺寸)和過高的開關頻率(會產生過高的開關損耗)之間進行的權衡。

相移法和幾種選擇

出於仿真的目的
，在互補橋之間使用固定占空比為50%的單相移。計劃在實際控製實施級評估其他相移法(例如擴展相移、雙相移和三相移)
，作為改善係統性能的可能手段之一。

磁通平衡

磁通平衡技術旨在防止在變壓器中由所謂的磁通走漏引起磁芯飽和。這種現象(又稱磁通階梯效應)的成因是，由於施加於變壓器的(伏特 x 時間)淨積不平衡
，造成在每個開關周期中磁芯中剩餘磁通的累積——在(zai)一(yi)個(ge)開(kai)關(guan)周(zhou)期(qi)中(zhong)它(ta)應(ying)該(gai)恰(qia)好(hao)為(wei)零(ling)。當(dang)乘(cheng)積(ji)不(bu)為(wei)零(ling)時(shi)，所(suo)施(shi)加(jia)的(de)電(dian)壓(ya)波(bo)形(xing)不(bu)是(shi)純(chun)交(jiao)流(liu)的(de)
，而(er)是(shi)含(han)有(you)直(zhi)流(liu)偏(pian)置(zhi)分(fen)量(liang)，該(gai)分(fen)量(liang)會(hui)引(yin)起(qi)剩(sheng)餘(yu)磁(ci)通(tong)。

(伏特 x 時間)乘積背後的不平衡可能非常細微，難以識別
，例如單個半橋的占空比或R_DSON本身。在小功率和中功率係統中，采用一個“隔直電容”，與初級或次級繞組串聯
，用來過濾直流偏置電流。在25 kW充電樁設計中，該電容的特性和要求會導致組件體積龐大或無法實現。電容值會落在幾十微法的範圍內，隔直電壓在1000 V左右。

然而
，最具挑戰性和限製性的則是I_PRIM,RMS和 I_SEC,RMS很高，預計會介於45 A和65 A之間。合適的解決方案需要大約15到20個陶瓷電容並聯
，鑒於多種原因，包括尺寸、成本、布局複雜性和係統可靠性，這不切實際。一種替代方案是采用電解電容或金屬化聚丙烯電容，類似於在PFC級的直流鏈路中所使用的電容，但這會占用PCB上的大量空間
，同時也會增加BOM成本。

要實現實用、緊jin湊cou且qie有you競jing爭zheng力li的de設she計ji，一yi種zhong可ke行xing解jie決jue方fang案an是shi防fang止zhi磁ci通tong階jie梯ti效xiao應ying。這zhe可ke采cai用yong多duo種zhong實shi現xian方fang法fa


，並bing且qie有you大da量liang討tao論lun該gai主zhu題ti的de文wen獻xian。本ben項xiang目mu實shi施shi的de解jie決jue方fang案an是shi磁ci通tong平ping衡heng算suan法fa，該gai算suan法fa可ke控kong製zhi和he修xiu改gai施shi加jia在zai變bian壓ya器qi初chu級ji和he次ci級ji繞rao組zu上shang的de電dian壓ya波bo(占空比)
，以使其保持平衡，從而確保平均直流電流為零。

測ce量liang初chu級ji和he次ci級ji電dian流liu作zuo為wei控kong製zhi環huan路lu的de輸shu入ru，這zhe需xu要yao額e外wai測ce量liang變bian壓ya器qi的de初chu級ji和he次ci級ji電dian流liu，而er對dui於yu實shi際ji的de轉zhuan換huan器qi控kong製zhi

，僅jin檢jian測ce輸shu入ru和he輸shu出chu電dian流liu。另ling一yi方fang麵mian，磁ci通tong平ping衡heng消xiao除chu了le電dian容rong需xu求qiu，從cong而er減jian小xiao了le尺chi寸cun和he成cheng本ben，並bing提ti高gao了le係xi統tong效xiao率lv。這zhe些xie因yin素su以yi及ji工gong程cheng團tuan隊dui以yi前qian在zai實shi施shi這zhe種zhong技ji術shu方fang麵mian的de專zhuan業ye知zhi識shi，都dou是shi此ci方fang法fa深shen受shou歡huan迎ying的de主zhu要yao原yuan因yin。本ben係xi列lie文wen章zhang的de第di五wu部bu分fen將jiang提ti供gong有you關guan實shi施shi磁ci通tong平ping衡heng控kong製zhi技ji術shu的de更geng多duo詳xiang細xi信xin息xi。

2 準備仿真

除了討論PFC級的開發之外
，本係列文章的第三部分 [3]還提供了更廣泛的概述
，說明為什麼仿真在電力電子設計中至關重要

，以及在運行仿真之前要考慮的主要因素
，例如目標、模型和輸入參數。牢記這些因素將有助於成功的項目開發和執行。下麵將介紹DAB-PS級電源仿真的關鍵信息。

目標

以驗證係統的目標效率為主要目標，並由此幫助選擇變壓器和諧振電感的參數
，在實現效率最大化的同時滿足係統的其餘要求。表3概述了主要目標。

表3.仿真的主要目標摘要。

仿真模型

安森美半導體工程團隊為DC-DC轉換器開發的SPICE功率仿真模型如圖2所示。與第三部分中介紹的三相 PFC級的電源仿真模型相比，它更簡單，前者對三個半橋進行開關，需要同步交流電網電流和電壓。在 DAB-PS轉換器中
，電源級使用四個半橋單元(與PFC 模型中使用的模塊相同)。

至於變壓器和諧振電感
，該模型包含：Lpri與Lsec的耦合比(K = 1)
、Lm(勵磁電感)、Ls(次級電感)、Lr(諧振電感)和等效串聯電阻(適用於變壓器和電感繞組)。須強調的是，變壓器和電感的磁芯損耗並未包含在內。在這一級中，考慮這些因素的可行起點是估計該損耗與傳導損耗近似。

模型中的其他元件包括C_Pri和電壓電流傳感器(SPICE 格式)
，用於測量初級和次級電流以實現磁通平衡。C_Pri代表在DAB-PS輸入端使用的緩衝電容，並與直流鏈路並聯。此類電容應靠近MOSFET放置，以抑製開關節點上出現的電壓尖峰。

在最終產品實現中，可能不需要這些電容
，或者其規格要小得多，因為PFC的直流鏈路部分已經提供了濾波功能。然而，就本項目的目的而言，DAB-PS應作為一個獨立係統正常工作，進行獨立評估，因此該電容必不可少。如前所述
，該控製模型采用了50%單相移工作的定製數字PWM模型。

圖2：DAB轉換器的仿真模型。

輸入參數

表4和表5概述了仿真輸入參數。將使用n1/n2
、L_M和V_SEC的替代值進行評估並最終確定最佳配置。其餘參數在所有仿真中保持不變，根據我們工程團隊在無源元件設計方麵的專業知識、現有解決方案的基準和圍繞該主題的文獻，選擇這些參數，以作為起點。

表4.仿真輸入參數。以藍色突出顯示的是在仿真中會發生變化的參數。

表5.SPICE仿真的配置。

3 仿真結果

本章節討論仿真獲得的結果。測試可分為兩個主要評估，第一個評估圍繞變壓器匝數比n1/n2和效率
，第二個評估圍繞L_M。測試結果將有助於實現前麵提出的目標並回答關鍵的設計問題。請注意

，除非另有說明，否則所有仿真均在“輸入參數”部分中提供的數值下執行。

變壓器匝數比(n1/n2)評估

效率和損耗

仿真的第一個結果和最具代表性的結果如圖3和4所示。根據不同的n1/n2配置，分別在800 V、666.7 V和571 V次級工作電壓下提供峰值效率。在此值得注意的是
，在340 V至830 V的V_SEC工作電壓範圍內，所有評估的匝數比都可實現98%的峰值效率(但不包括電感和變壓器的磁芯損耗)。

然而
，隨著V_SEC向低端(200 V)和高端(1000 V)移動，不同n1/n2比值之間的差異會變得更明顯。實際V_SEC值偏離最佳點越遠，效率就越差(圖3中曲線圖的左右兩端)。有趣的是，雖然增加n1/n2會顯著增加V_SEC > V_SEC,OPTIM時的總功率損耗(圖4的右端)，但減小n1/n2並不會對V_SEC < V_SEC,OPTIM時的功率損耗產生同等明顯的影響(圖4的左端)。

盡管增加n1/n2比值會使V_SEC < V_SEC,OPTIM時的效率提高(圖3左端)，但差異並不像V_SEC > V_SEC,OPTIM時那樣顯著(圖3右端)。因此，似乎減小n1/n2比值可能會導致整體性能的提高，不過情況並非總是如此
，這取決於在整個V_SEC工作範圍內要確保的最低效率。

圖3：隨V_SEC電壓和變壓器不同的n1/n2比值
，DAB效率的變化。不包括諧振電感和變壓器的磁芯損耗。V_DC-LINK = 800 V
，L_M = 720 µH。

圖4：隨V_SEC電壓和變壓器不同的n1/n2比值
，DAB 功率損耗的變化。不包括諧振電感和變壓器的磁芯損耗。V_DC-LINK = 800 V，L_M = 720 µH。

初級和次級電流

低n1/n2比值也帶來了缺點，通常需要找到一個最佳點。最突出的缺點是在低V_SEC時I_PRIM,PEAK和I_PRIM,RMS較高(圖5)，這意味著SiC MOSFET的導通電流較高。

同時，增加n1/n2會導致在高V_SEC下更高的I_SEC,PEAK和I_SEC,RMS(圖6)。為避免磁飽和，需要在變壓器設計中格外小心初級側出現相對較高的峰值電流。

圖5：I_PRIM,RMS和I_PRIM,PEAK與變壓器匝數比的函數關係(V_DC-LINK = 800 V，L_M = 720 µH)。

圖6：I_SEC,RMS和I_SEC,PEAK與次級側電壓和變壓器匝數比的函數關係(V_DC-LINK = 800 V，L_M = 720 µH)。

初級電壓
、次級電壓和電感電壓

圖7描述了變壓器繞組上的電壓。這些都是需要傳遞給變壓器製造商的值
，以供他們計算所需的隔離。

圖7：變壓器兩端子間V_PRIM,PEAK和V_SEC,PEAK電壓與次級側電壓和變壓器匝數比的函數關係(V_DC-LINK = 800 V

，L_M = 720 µH)。

同樣

，圖8顯示了諧振電感的電壓，在這兩種情況下，電壓演變遵循類似的模式
，兩端子間的電壓隨著V_SEC的增加而增加。在所有情況下，電壓值都保持在1000 V以下，對於常用電感來說不會構成問題。

圖8：兩端子間的諧振電感電壓與次級側電壓和變壓器匝數比的函數關係(V_DC-LINK = 800 V，L_M = 720 µH)。

勵磁電流

變壓器勵磁電流(對於給定的L_M)未因n1/n的變化在整個V_SEC工作電壓範圍內顯示出明顯變化(圖9)。

圖9：I_M與次級側電壓和變壓器匝數比的函數關係(V_DC-LINK = 800 V，L_M = 720 µH)。

勵磁電感(L_M)評估

本章節介紹不同勵磁電感值對係統性能的影響。請注意，我們使用不同的勵磁電感(720 μH
、300 μH和150 μH)執行了三個仿真係列。在此分析中，已將變壓器的n1/n2固定為1.2:1。

在上一章節中，已經使用相對較高的L_m固定值(720 μH)，評估了匝數比(n1/n2)對效率和其他變量的影響。如圖9所示
，該選擇導致最大I_M,PEAK低於5 A，這似乎符合電源變壓器設計中的常見經驗法則，即將變壓器設計為在I_M,PEAK的值約為最大I_PRIM,PEAK(圖5中的82 Apeak)的5%至10%下工作。

圖10顯示L_M對效率的實際影響非常低
，在非常高的 V_SEC下僅表現出0.4%的差異。正如“DAB磁性元件設計指南”一節所述，勵磁電感的實際值不是項目的關鍵要求
，而是由磁性供應商選擇
，以便製造盡可能緊湊的變壓器，同時滿足其餘要求。

圖10：V_DC-LINK = 800 V，n1/n2 = 1.2:1時


，DAB效率和功率損耗與次級側電壓和勵磁電感的函數關係。不包括諧振電感和變壓器的磁芯損耗。

仿真得到的另一個啟示是，在不同的L_M值下，I_PRIM,PEAK和I_PRIM,RMS幾乎保持不變(圖11)。然而，次級側的情況並非如此(圖12)，在不同的L_M值下
，I_SEC,PEAK和I_SEC,RMS分別從91 Apeak躍升至109.6 Apeak、從49 Arms躍升至58.7 Arms。

通過這一觀察和進一步研究
，我們可以了解勵磁電感如何影響變壓器尺寸。I_SEC,RMS的平方增加了1.435倍(L_M = 150 µH(58.7 Arms)相對於L_M= 720 µH(49 Arms))，這可以解釋為需要以相同的因子增加導線的橫截麵積(如果繞組損耗保持不變)。然而，n2(L_M= 150 µH)減小為1/2.19
，使用相同的繞組橫截麵積將使銅損耗降低為1/1.52。最重要的是，n1(初級匝數)也會減小，從而進一步降低了銅損耗。

盡管如此

，這種改進可能是以加大磁芯為代價。隨著 L_M的降低
，I_M,PEAK增加了4.8倍
，從4.1 A(L_M = 720 µH)增加到19.9 A (L_M = 150 µH)
，如圖13所示
，而n1(和 n2)僅減小為1/2.19(如上所述)。應用公式 3，乘積N · I_M增加，磁通密度(B)隨之增加
，這會觸發對更大磁芯(增加A_e橫截麵積)的需求，以便保持合理水平的磁通密度(B)。

該示例說明了這幾個元件的相關性，以及為什麼通常要進行折衷。然而，找到變壓器尺寸和L_M之間的最佳點通常取決於磁性元件設計人員的技術和能力(如前所述)。

圖11：DAB I_PRIM,PEAK和I_PRIM,RMS變化與次級側電壓和勵磁電感的函數關係(V_DC-LINK = 800 V，n1/n2 = 1.2:1)。

圖12：DAB I_SEC,PEAK和I_SEC,RMS變化與次級側電壓和勵磁電感的函數關係(V_DC-LINK = 800 V，n1/n2 = 1.2:1)。

圖13：DAB I_M,PEAK變化RMS與次級側電壓和勵磁電感的函數關係(V_DC-LINK = 800 V，n1/n2 = 1.2:1)。

4 結論和設計折衷

上述章節所介紹的仿真用於驗證DAB轉換器的初始目標，並幫助製定設計決策
，尤其是涉及變壓器和諧振電感的設計決策。表6和表7顯示了係統最終選擇的參數值。這些值將傳遞給磁性元件製造商，供他們開發優化的磁性元件。

已將變壓器的匝數比n1/n2設置為1.2:1.0，因為此配置在整個工作範圍內表現出最佳性能，在V_SEC = 800 V 時表現出高峰值效率(99.4%)
，在V_SEC = 900 V時為 99%
，而在接近低端(200 V)和高端(1000 V)處則僅表現出小幅效率下降(圖3)
，相比其他匝數比(1.4:1.0 和 1.0:1.0)性能更好。

對LM的要求則更加靈活
，額定範圍大約從150 µH到300 µH。該值是DAB磁性元件設計指南中提及的多方麵因素的折衷。在I_M = 20 A(及以下)時

，應確保最小L_M值為150 µH
，而範圍高達300 µH則為磁性元件製造商留出了L_M值的選取空間，以提供盡可能緊湊和高效的全麵變壓器設計。

根據DAB磁性元件設計指南章節中提出的建議，選擇10 µH作為諧振電感的估計值。

最後不得不提的是，已提議將變壓器和電感的等效串聯電阻(ESR)值(zhi)作(zuo)為(wei)符(fu)合(he)其(qi)他(ta)定(ding)義(yi)參(can)數(shu)的(de)最(zui)大(da)合(he)理(li)估(gu)計(ji)值(zhi)。不(bu)言(yan)而(er)喻(yu)，實(shi)際(ji)磁(ci)性(xing)設(she)計(ji)越(yue)能(neng)降(jiang)低(di)電(dian)阻(zu)值(zhi)則(ze)越(yue)好(hao)。這(zhe)屬(shu)於(yu)磁(ci)性(xing)元(yuan)件(jian)供(gong)應(ying)商(shang)可(ke)以(yi)增(zeng)加(jia)價(jia)值(zhi)的(de)優(you)化(hua)過(guo)程(cheng)。

表6.為變壓器選擇的設計參數。這些用於為變壓器製造商指定變壓器要求。

表7.為諧振電感選擇的設計參數。這些用於為變壓器製造商指定電感要求。

開kai發fa過guo程cheng的de下xia一yi步bu將jiang是shi與yu磁ci性xing元yuan件jian製zhi造zao商shang分fen享xiang要yao求qiu，並bing接jie收shou磁ci性xing部bu件jian的de設she計ji建jian議yi。一yi旦dan獲huo得de了le磁ci性xing元yuan件jian的de樣yang品pin，就jiu可ke以yi測ce量liang它ta們men的de實shi際ji參can數shu，並bing使shi用yongSPICE模型中的改進參數運行新的仿真。在獲得實際轉換器硬件之前進行第二次分析，提供更準確的性能和損耗結果。

例(li)如(ru)
，可(ke)以(yi)在(zai)仿(fang)真(zhen)中(zhong)添(tian)加(jia)磁(ci)芯(xin)損(sun)耗(hao)，因(yin)為(wei)磁(ci)性(xing)製(zhi)造(zao)商(shang)通(tong)常(chang)會(hui)提(ti)供(gong)實(shi)際(ji)值(zhi)。雖(sui)然(ran)下(xia)一(yi)篇(pian)係(xi)列(lie)文(wen)章(zhang)中(zhong)將(jiang)討(tao)論(lun)磁(ci)性(xing)參(can)數(shu)，但(dan)實(shi)際(ji)測(ce)量(liang)的(de)磁(ci)參(can)數(shu)也(ye)將(jiang)有(you)助(zhu)於(yu)增(zeng)強(qiang)控(kong)製(zhi)模(mo)型(xing)，並(bing)有(you)助(zhu)於(yu)在(zai)擁(yong)有(you)硬(ying)件(jian)之(zhi)前(qian)推(tui)進(jin)控(kong)製(zhi)算(suan)法(fa)和(he)控(kong)製(zhi)環(huan)路(lu)的(de)開(kai)發(fa)。這(zhe)有(you)助(zhu)於(yu)加(jia)速(su)開(kai)發(fa)過(guo)程(cheng)，因(yin)為(wei)使(shi)用(yong)高(gao)級(ji)模(mo)型(xing)可(ke)能(neng)會(hui)簡(jian)化(hua)硬(ying)件(jian)的(de)調(tiao)試(shi)和(he)調(tiao)整(zheng)工(gong)作(zuo)。

請繼續關注下一篇係列文章，即第五部分
，它將討論控製算法和控製環路的實施指南。

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