【導讀】本文介紹了針對電機驅動進行優化的全新1200 V IGBT和二極管技術。該IGBTjiegoujiyuquanxinweigoucaojishu，yubiaozhunjishuxiangbi，kedafujianshaojingtaisunhao，bingjubeigaokekongxing。ererjiguanyinweiyouhualechangjiezhisheji，qizhendangfashengdekenengxingdafujiangdi。zaigonglvmokuaizhong，IGBT和二極管的出色性能可帶來更高的電流密度和更大的輸出電流。不僅如此，通過將功率模塊的最高結溫提升到175 °C，輸出電流可增加50%以上。

引言

在現代功率半導體器件中，提高開關速度、開kai關guan頻pin率lv和he功gong率lv密mi度du是shi大da勢shi所suo趨qu。然ran而er
，由you於yu不bu同tong具ju體ti應ying用yong對dui器qi件jian性xing能neng需xu求qiu有you差cha異yi，在zai某mou些xie應ying用yong中zhong，對dui製zhi衡heng開kai關guan速su度du的de其qi他ta性xing能neng，有you更geng高gao優you先xian級ji的de需xu求qiu。就jiu電dian機ji驅qu動dong應ying用yong特te性xing而er言yan，由you於yu電dian機ji和he電dian纜lan的de固gu有you隔ge離li
，導dao致zhi其qi麵mian臨lin著zhe開kai關guan速su度du受shou限xian的de嚴yan重zhong挑tiao戰zhan。即ji開kai關guan斜xie率lv（dv/dt）被限製在2 - 10kV/μs的範圍內
，典型目標為5kV/μs。此外，用戶采用的典型開關頻率（f_SW）也低於8kHz。zheliangdiangaibianleqijiankaifashicanshuyouhuadeyouxianji，kuaisukaiguanhegaokaiguanpinlvxuqiudezhongyaoxingyousuojianruo。jianeryanzhi，duidianjiqudongeryan，jiangdijingtaisunhaochengweilegonglvbandaotidefazhanzhongdian，kaiguansunhaobiandeciyaole。

本文圍繞英飛淩IGBT7和EmCon7展開分析和討論。主要基於三個基本概念：首先，IGBT7技術可最大限度地減少靜態損耗，同時提高開關參數的可控性，實現應用所需的最優特性

；其次，全新EmCon7能夠實現更幹淨的開關，即減少振蕩
，同時降低功率損耗；第三
，則是基於優化功率模塊設計
，將暫態的最高允許結溫（T_J）提高至175°C時，使IGBT和二極管能夠滿足實際應用的過載運行需求。基於這些IGBT和二極管概念，本文介紹了在設計過程中
，對器件性能調節的思路
，展示了IGBT和二極管之間潛在的相互依賴關係，指出了它們給電機驅動應用帶來的主要優勢。最後
，本文還著重說明了IGBT7與標準技術相比所做的改進，並進行了全麵比較。

IGBT7技術介紹

本章節將圍繞IGBT7技術展開介紹、討論和分析。IGBT7采用了基於新型微溝槽（MPT）的IGBT結構。它采用基於n-摻雜的襯底的典型垂直IGBT設計


，p基區內的n型重摻雜構成了發射極接觸結構。通過在電隔離的溝槽刻蝕接觸孔
，確定了溝道和柵極。在n-襯底的底部，通過p+摻雜實現了集電極區。在n-襯底和和p+之間，通過n+摻雜實現了場截止（FS）結構。它可以使電場急劇下降
，同時會影響器件的靜態和動態特性。

圖1 MPT結構示意圖及其采用的溝槽設計：有效溝道溝槽（中）
，無效的柵極溝槽（左上）以及發射極溝槽（左下）

不同於IGBT4等主流器件，IGBT7裏的溝槽有多種形式：其中最常見的是作為有源柵極使用。在這種情況下
，柵極電壓施加到溝槽，在溝槽兩側形成導電溝道。其次，MPT結jie構gou還hai能neng夠gou實shi現xian發fa射she極ji溝gou槽cao和he偽wei柵zha極ji，兩liang者zhe都dou是shi無wu效xiao溝gou槽cao。對dui於yu發fa射she極ji溝gou槽cao來lai說shuo，溝gou槽cao直zhi接jie接jie到dao發fa射she極ji電dian位wei。對dui於yu偽wei柵zha極ji來lai說shuo
，柵zha極ji電dian壓ya施shi加jia到dao溝gou槽cao。但dan是shi因yin為wei這zhe些xie溝gou槽cao周zhou圍wei沒mei有you發fa射she極ji接jie觸chu結jie構gou，二er者zhe均jun無wu法fa形xing成cheng導dao電dian溝gou道dao。這zhe三san種zhong溝gou槽cao單dan元yuan類lei型xing能neng夠gou精jing細xi化hua定ding製zhiIGBT。

通過增加有源柵極密度，能夠增加單位芯片麵積上的導電溝道。一方麵,由(you)於(yu)器(qi)件(jian)輸(shu)出(chu)特(te)性(xing)曲(qu)線(xian)更(geng)陡(dou)，可(ke)降(jiang)低(di)靜(jing)態(tai)損(sun)耗(hao)。另(ling)一(yi)方(fang)麵(mian)，更(geng)高(gao)的(de)有(you)源(yuan)柵(zha)極(ji)密(mi)度(du)，可(ke)能(neng)導(dao)致(zhi)短(duan)路(lu)耐(nai)受(shou)性(xing)降(jiang)低(di)。而(er)如(ru)果(guo)使(shi)用(yong)發(fa)射(she)極(ji)溝(gou)槽(cao)和(he)偽(wei)柵(zha)極(ji)，情(qing)況(kuang)將(jiang)有(you)所(suo)不(bu)同(tong)。增(zeng)加(jia)的(de)無(wu)效(xiao)溝(gou)道(dao)密(mi)度(du)減(jian)少(shao)了(le)有(you)效(xiao)導(dao)電(dian)溝(gou)道(dao)的(de)數(shu)量(liang)，抵(di)消(xiao)了(le)上(shang)述(shu)影(ying)響(xiang)。除(chu)此(ci)之(zhi)外(wai)，發(fa)射(she)極(ji)溝(gou)槽(cao)和(he)偽(wei)柵(zha)極(ji)改(gai)變(bian)了(le)芯(xin)片(pian)的(de)電(dian)容(rong)耦(ou)合(he)。具(ju)體(ti)來(lai)講(jiang)
，單(dan)位(wei)芯(xin)片(pian)麵(mian)積(ji)上(shang)的(de)的(de)偽(wei)柵(zha)極(ji)與(yu)有(you)源(yuan)柵(zha)極(ji)數(shu)量(liang)增(zeng)加(jia)，使(shi)得(de)柵(zha)極(ji)-發射極電容（C_GE）增加。反之，更多的發射極溝槽導致集電極-發射極電容（C_CE）增加。於是，發射極溝槽的數量相比有源柵極和偽柵極的數量確定了集電極-柵極電容（C_CG），即米勒電容。總而言之，開關參數
，尤其是IGBT7的可控性直接取決於所選設計，即取決於有源柵極
、偽柵極和發射極溝槽的數量。

圖 2 不同單元設計對應的IGBT7動態折衷曲線 （T_J = 175 °C時的E_tot和T_J = 25 °C 時的dv/d_tmax,ON）。驅動器應用的dv/d_tmax,ON = 5 kV/μs由虛線突出表示。插圖：不同器件設計的電容C_CG
，C_GE與C_Σ比值。

通過柵極電阻控製dv/dt會影響總損耗（E_tot），並導致E_tot隨dv/dt降低而增加。器件設計對可控性的影響的進一步分析可見圖2
，圖2顯示了四種元胞設計的E_tot VS dv/dt曲線
，即額定電流（I_nom）下
，T_J = 175 °C時的導通損耗（E_ON）

、關斷損耗（E_OFF）和恢複損耗（E_REC）的總和，對比在0.1·I_nom，T_J=25°C時
，開通過程的最大電壓斜率（dv/dt_max,ON）。dv/d_tmax,ON 之所以在0.1·I_nom 和 T_J = 25 °C條件下進行測量，因為最陡的dv/dt通常是在這些運行條件下觀察到的。R_G取值從高dv/d_tmax,ON下的小R_G值到低dv/d_tmax,ON 下的大R_G值之間變化。通過比較這四種元胞設計，我們可以清楚地發現，隻有設計1提供了13kV/μs的 dv/d_tmax,ON可控範圍，同時E_tot增加不到25%
，這也是目前關鍵應用範圍內最低的E_tot。在較大的dv/d_tmax,ON下
，設計2和4可提供類似的E_tot
，但是dv/d_tmax,ON都大於5kV/μs。在這兩種設計中，C_CG的影響尤為明顯：盡管C_GE/C_Σ（C_Σ= C_GE + C_CG+ C_CE）的比率相同
，但設計4的C_CG 隻有設計2的一半。因此，C_CG是影響可控性的主要因素。另一方麵，設計3能夠提供高可控性且dv/d_tmax,ON的變化範圍廣
，但在相同的dv/d_tmax,ON變化範圍內
，如2-10kV/μs之間，設計3的E_tot明顯大於設計1。設計3的這種表現，是因為其有源柵極密度高於設計1
，而C_CG低於設計1。因此，設計3也無法滿足目標應用的要求。本文僅建議在電機驅動應用中采用設計1


，即IGBT7的目標設計。

圖3 V_DC= 600 V ，T_J,max時，IGBT4和IGBT7的開關曲線。其中，綠色代表IGBT4，藍色代表IGBT7；開通以細線表示而關斷以粗線表示
；虛線對應於V_CE
，實線對應於I_C/I_nom。插圖為T_J = 150 和175 °C，V_DC= 800 V時的IGBT7短路開關曲線。

現在，我們將重點放在IGBT7的目標設計上
，人們可能會產生疑問：如何通過提高可控性來影響開關特性和短路魯棒性？圖3顯示了IGBT7以及主流的參考器件（IGBT4）的開關曲線。兩個器件均在600 V直流母線電壓（V_DC）和相等的L·I_nom下工作。選取合適的R_G
，使兩個器件均滿足T_J = 25 °C
，0.1·I_nom 時dv/d_tmax,ON= 5 kV/μs。兩個器件均顯示出幹淨的關斷曲線，不過IGBT7的的過壓峰值（Vpeak）較小。導通時也是如此
，二者均未顯示出振蕩特性。IGBT7的峰值電流比IGBT4更明顯
，但是電壓下降更快。這兩種效應都與IGBT7可控性的改善有著直接關係，可解釋如下：開關期間
，內部電容耦合導致器件的dv/dt可ke控kong。開kai關guan即ji將jiang結jie束shu時shi
，發fa生sheng電dian荷he再zai分fen配pei
，從cong而er導dao致zhi明ming顯xian的de第di二er次ci電dian流liu峰feng值zhi。在zai此ci期qi間jian
，電dian壓ya斜xie率lv減jian小xiao並bing且qie出chu現xian上shang述shu電dian壓ya拖tuo尾wei，這zhe與yu二er極ji管guan性xing能neng無wu關guan
，也ye與yu寄ji生sheng導dao通tong效xiao應ying無wu關guan。圖tu3的插圖顯示了IGBT7的短路開關曲線。顯然，IGBT7提供了幹淨的短路開關，即使在T_J = 175 °C時，也可承受標準的短路時間，如在T_J = 150 和175 °C時短路時間分別為8 和 6 μs 。

圖4 不同溫度條件下IGBT4 和IGBT7的折衷曲線圖。插圖：IGBT4和IGBT7 在T_J = 25 和 150 °C 時E_tot和IC/I_nom的對比。

圖4顯示了IGBT4和IGBT7折衷曲線。分別給出了I_nom下，T_J = 25 - 150 °C 和 T_J= 25 - 175 °C（以25 °C為步長）期間的集電極-發射極飽和壓降（VCEsat）VS E_OFF曲線。T_J = 150 °C 時
，IGBT7的靜態損耗比IGBT4小500 mV，而E_OFF區別較小。因此
，在動態損耗相當的情況下
，IGBT7的靜態損耗明顯更小。這突顯出了新元胞設計的優點。MPT結構允許大大提高器件漂移區載流子濃度，在保持類似關斷性能的同時，實現了極低的靜態損耗。圖4的插圖顯示了T_J = 25 和 150 °C
，dv/d_tmax,ON = 5 kV/μs時
，IGBT4 和IGBT7的E_tot與工作電流的關係。兩種組合都顯示出E_tot典型的拋物線特性。特別是在T_J = 150 °C時，IGBT7 和IGBT4的E_tot最大偏差小於15%。因此，由於靜態損耗顯著降低
，IGBT7在典型應用條件下具有明顯優勢。

EmCon7技術介紹

在深入了解了IGBT7技術後，本文接下來將重點放在新一代二極管上。如圖5所示，EmCon7的設計基於垂直PIN二極管結構。低摻雜（n-）襯底形成PIN二極管的漂移區，頂部的p摻雜區形成二極管的陽極結構。底部有一個更強的n摻雜（n+）區
，形成了二極管的陰極。在n- 漂移區和 n+ 陰極區之間
，合適濃度的n型摻雜實現了FS結構。

圖5 基於PIN結構的二極管設計示意圖

我們都知道

，器件的阻斷電壓（V_R）和關斷軟度很大程度上受FS設計的影響。為了研究FS和二極管性能的相互作用
，本文將圍繞三種設計展開分析，並與主流的EC4二極管進行性能比較。所選FS設計思路如下：FS設計1和FS設計2處於同一個設計折衷曲線。其中
，FS設計1是最激進的設計，它結合了更高的阻斷電壓和更低的軟度。FS設計2對應於傳統方法
，能夠提供適度的阻斷電壓和軟度。FS設計3是一種優化型設計，可在相同的阻斷電壓下，實現更高的軟度，從而實現新的折衷曲線。

圖6：左：V_DC ≤ 900 V，1/10 · I_nom 且T_J = 25 °C時
，EC4與三種研究FS設計的開關曲線。右：與EC4相比，不同FS設計的V_R 。

為了研究FS設計和性能之間的影響，本文對三種設計的開關曲線展開了分析。圖6顯示了基於三種不同設計的新的二極管與EC4相比的二極管恢複特性。對二極管來說，高V_DC是最嚴酷的開關條件。這時二極管的軟度達到最低，可能導致開關期間產生更嚴重的振蕩和更高的Vpeak。因此

，測量時，V_DC增至900V，所有二極管在T_J = 25 °C，二極管電流（Id）為1/10 · Inom時開關。測試采用的L·I_nom = 8000 nHA。圖6顯示了開關曲線（左），以及與EC4技術相比，上述設計的最大阻斷電壓（右）。EC4在振蕩和過壓方麵表現出良好的開關特性。盡管出現了過電壓，但過電壓峰值小於60V

，因此避免了損壞二極管。隻有在電流換向的最後

，才在拖尾電流區域中看出輕微的振蕩。參考EC4的特性，對上述FS設計的評估總結如下：FS設計1開關性能最差。與EC4的尖峰電壓相比，其Vpeakzengjialeyibeiyishang，juliedeguanduanzhendangbujinfashengzaituoweidianliuzhong
，tongshihaifashengzaiqingchuerjiguandianhezailiuzihou。chucizhiwai
，youbiyaoshuomingdeshi
，youyukenengdeguodianyasunhuai，qijianwufazaiV_DC=900V下工作。因此
，我們僅對FS設計1分析到V_DC = 800 V。FS 設計2提供的開關特性幾乎與參考器件一致。它出現了較小的Vpeak，僅在拖尾電流中發生關斷振蕩。關斷振蕩的幅度也與參考器件相當。FS設計3展示出了最出色的開關性能，而且要比參考器件更好。在開關過程中，沒有觀察到關斷振蕩和明顯的Vpeak。從這個角度來看，FS設計3是EC7的目標設計。

圖6顯示了研究中的不同FS設計和EC4最大阻斷電壓的對比（右）。與EC4相比，FS設計1阻斷電壓增加了85 V，其他兩種設計的阻斷電壓幾乎相同。由此，我們可以將觀察到的開關特性差異
，闡述如下：與FS設計2相比
，FS設計1的空間電荷區明顯地穿通到FS區中。因此阻斷電壓增加
，同時導致振蕩加劇。因此，通過調節FS設計在折衷曲線上位置

，器件性能便從高阻斷電壓和低軟度變為低阻斷電壓和高軟度。如FS設計3所示，利用偏移的折衷曲線，軟度甚至在阻斷電壓略有增加的情況下有所改善。圖7顯示了T_J = 25 °C
，V_DC= 300, 600, 800, 和 900V
，1/10 · I_nom 時
，EC4和EC7的開關曲線。和預期一樣
，不論在何種情況下
，EC7都提供了更軟的開關和更低的Vpeak。

圖7 V_DC = 300, 600, 800 及 900 V，1/10 · I_nom ，T_J = 25 °C時，EC4和 EC7的開關曲線。

圖8顯示了EC4和EC7的折衷曲線。EC4和EC7在不同I_nom下的正向電壓（V_f），分別在T_J = 25 - 150 °C和T_J = 25- 175 °C（步長25 °C）的溫度範圍內顯示。同時給出了在對應I_nom和溫度範圍的E_REC。此外
， 通過選擇合適的Rg
，E_REC在dv/d_tmax,ON = 5 kV/μs進行測試。通過比較這兩種二極管技術，我們發現T_J ≥ 150 °C 時，EC7的靜態和動態損耗要低於EC4。盡管EC7在T_J = 25 °C時，靜態損耗略大

，但在T_J ≤ 50 °C時，觀察到折衷曲線的交叉點。因此，在典型的應用範圍內，EC7技術在靜態損耗和EREC方麵要優於EC4技術。插圖顯示了測得的EC4、EC7以及上述FS設計的Vpeak（色碼與圖6相同）。這些結果再次突顯了與所選FS研究設計以及EC4技術相比
，EC7技術的性能優勢。

圖8 I_nom下顯示了的E_REC和Vf的EC4和EC7技術的折衷曲線。插圖：ID = 1/10 · I_nom T_J = 25 °C，不同V_DC下的EC4, EC7以及另外兩個FS設計的Vpeak。

以上就是對IGBT7以及EmCon7芯片技術的解析。再先進的芯片，也要封裝在模塊中才能為我們所用，所以下節我們將對比IGBT4和IGBT7功率模塊的性能特點，敬請期待！

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