【導讀】隨sui著zhe汽qi車che市shi場chang電dian氣qi化hua時shi代dai的de到dao來lai，對dui電dian池chi充chong電dian器qi的de需xu求qiu越yue來lai越yue大da。通tong過guo簡jian單dan的de公gong式shi可ke以yi知zhi道dao，功gong率lv越yue大da，充chong電dian時shi間jian就jiu越yue短duan。本ben文wen考kao慮lv的de是shi三san相xiang電dian源yuan，其qi所suo能neng提ti供gong的de功gong率lv最zui高gao為wei單dan相xiang電dian源yuan的de3 倍。

這裏提及的三相 PFC 板是基於碳化矽 MOSFET 的車載充電器係統第一級的示例

，它會提高係統效率並減少 BOM 內容。

開發 PFC 板的主要目的是方便訪問不同設備，從而為測試階段和測量提供便利

；外形尺寸優化從來不是 EVB 的目標。

  一 輸出電壓

在這裏，三相 PFC 提供的輸出電壓被固定為 700 V（精度5%）。得益於 SiC 技術
，熱容量可以擴展至更高的範圍。以 50 Hz、230 Vac 的輸入電壓為例，其最大可交付功率為 11 kW。

  二 係統

▲高 fs 範圍 (60−140 kHz)

▲高效率（fs 100 kHz 時為 98.3%）

▲寬輸入範圍 (167 - 265 VPH rms)

▲雙向

▲三相全橋整流器

圖 1：板圖片

圖 2：拓撲-概覽

圖 3：三相 PFC 框圖

  三 應用/控製概述

總體概念可參見圖 3。由於在概念定義期間，可測試性被設定為最高優先級
，因此所提供的板不以最高功率密度和/或緊湊性為目標。

當向輸入連接器提供 50Hz 的三相電壓時，板的行為很簡單
；由於 PFC 拓撲的性質
，輸出總線電容電壓會升高。由於每個 MOSFET 上都存在寄生續流二極管
，帶有 MOSFET 的無橋 PFC 保證了從輸入到輸出的電流路徑。當 MOSFET 全部關斷時，電路板簡化為三相二極管橋。整流後的輸入交流電壓將根據電源電壓幅度和 MOSFET 體二極管的正向電壓，被設置為定義的電平。然而，輸入端至少要提供一個 167 Vrms 的電壓。因此，兩個不同線路上的電阻用作浪湧電流限製器。一旦總線電壓達到 400 V，雙管反激變換器便開始工作。它提供 24 V 電壓。藉此，一係列 DC/DC 穩壓器可生成為數字和模擬電路供電所需的其他電壓電平。

在進行微喚醒時
，除了驗證 ADC tongdaodepianyidianyawai
，tahaikaishijiankongzongxiandianyabingjianceshurudianya
，congerquedingdianyadepinlvhexiangweijiao。gaixiangweijiaojiangzuoweixitongshixiangonglvyinshuxiaozhengdejizhunjiao。

當直流總線電壓達到平坦狀態時
，MCU 向繼電器發送指令，旁路電阻並允許輸出總線電壓進一步升高。但是，電壓增量將低於整流後的輸入電壓幅度 √6∙VPH, RMS。

MCU 將等到總線電壓再次平坦，以便開始控製總線電壓，直到達到 700 V 的目標值。它不會一步達到目標值，而是跟隨一個平滑的斜坡發生器不斷變化，使總線電壓值按照參數化的斜坡達到最終的 700 V。

PFC 隻實現了一種硬件保護
，利用 NCV51705 柵極驅動器的 DESAT 功能防止過電流事件。根據 NVHL080N120SC1 碳化矽 MOSFET（N 溝道，1200 V
，80 m
，TO247−3L）的特性

，將在板上設置 50 A 的閾值。

所有故障線路被集合在一起，以生成到 MCU 的單個輸入，而該 MCU 將為 PWM 生成提供硬件停止。隻能通過 GUI 發送的複位命令或通過斷電/上電序列來複位故障條件，這兩種方式通常分別代表硬件/軟件複位。圖 4 總結了軟件層麵的總體行為。

圖 4：激活直流總線電壓調節前的初步步驟流程圖

一旦應用處於直流總線電壓控製狀態，在沒有故障事件的情況下，MCU 將執行磁場定向控製 (FOC) 電壓控製算法。

該控製算法類似於電機控製算法，即內部環路控製著電流分量，而外部環路控製著總線電壓。由於 PFC 的目標是保證每個相電壓和相電流之間的相位延遲為 0°
，因此電壓調節將作用於 D 軸電流。Q 軸電流被設置為 0。D 軸表示“ACTIVE”電力分支
，而 Q 軸則表示“REACTIVE”電力分支。圖 5 顯示了控製算法的框圖。

圖 5：控製框圖

為執行控製算法而采樣的模擬量包括：

●  相電流 (x3)；

●  線路電壓（因為在輸入連接器 (x3) 處沒有提供中性點）；

●  直流總線電壓。

線路電壓用於確定交流電壓相量的實際位置。然後
，使用角度 θ 將電流相位延遲調節到 0，這是 PFC 的主要目標。電壓位置用於通過克拉克和帕克變換
，從靜止 ABC 係統參考轉換到旋轉 DQ 坐標係（對於 PFC，D 軸表示相電壓相量的幅值）。

在 θ 已知的情況下，所有電量都可以在 DQ 係統中表示，這種簡化操作將確保能夠使用簡單的 PI/PID 調節器。順便說一下，PID daibiaobilijifenheweifentiaojie，takeyidanduyingyongyuxitong
，yekeyizuhezaiyiqiyingyongyuxitong。wulunshinazhongqingkuang，zhengquedexuanzeyaoqujueyudaitiaojieshebeidechuandihanshu。

當可提供一個常數作為參考量時，PI 調節器確實可以有效地將誤差調節為零
，但不能調節交流參考量。在任何情況下，都需要對 PI 調節器進行校準

，以確保適當的係統穩定性，並在 PI 環路帶寬與時間響應之間進行合理的折衷。通常期望電流環路（內部）的響應較快
，外部環路（電壓）的響應較慢。

圖 7 提供了所實現的控製環路的詳細圖形。無論所選擇的 PWM 調製頻率如何，該控製環路都將以 20kHz 運行。盡管存在同步程序以使 ADC 外設由特定 PWM 計數器值觸發，但 PWM 頻率幾乎獨立於控製頻率。

該程序允許保持相電流之間的良好關係
，在中性點隔離的星形連接三相係統中，電流和的瞬時值應等於零。

所選 MCU 為通用 MCU，它基於 Arm®M3
、時鍾頻率 84 Mhz、單 S/H 和 ADC，具有多路複用輸入通道、1 MSPS 和 12 位。一次 ADC 轉換的延遲時間約為 1 μs。

由於讀取延遲、快速 PWM 頻率
、shunshikaiguanzhuangtaiheshengyadiangandengyuanyin，meigexiangweizhongliudongdedianliukeyizaijiduandeshijianneifashengxianzhubianhua。yinci，weilekefuzhezhongyouwentideqingkuang，xitonghuizaisangelianxude PWM 周期內對電流進行采樣。這意味著可用於相應功能的最小 PWM 頻率是控製策略的三倍，也就是 60kHz。當然，所允許的最大 PWM 頻率也存在限製，即 140 kHz。再次觸發 ADC 外設進行新的測量之前，在每個 PWM 周期中執行測量所需的等待時間會引入該限製。圖 6 顯示了這種限製背後的原因。

圖 6：主要外設交互和控製算法執行

從圖 6 中可以看出
，隻有在滿足以下條件的情況下，才能發出新的 ADC 觸發器：對三個模擬量（1 個電流和 2 個電壓）進行了采樣；ADC 的轉換結束中斷已發送給 CPU（以將結果數據寄存器存儲到內存中）；已為新的測量準備好 ADC。每個程序大約需要 3.5 μs。在三個 PWM 周期之後
，ADC 不再被觸發，直到發生重新初始化讀取策略的新控製中斷。

控製期內收集的模擬量將用於下一個可用控製期。從 ADC jinxingmoniliangcaiyangdeshijianyuzaikongzhicelvezhongyouxiaoshiyongmoniliangdeshijianzhijiancunzaiquedingxingyanchi。buguo，zhezhongyanchibuhuiyuyibuchang，yuanyinshizhugongzuopinlvyaoyuandiyusuoxuandekongzhipinlvzhouqi，yinciyanchibeishiweishikeyihulvede。

一旦 ADC 模擬量可用，實現控製就簡單多了，如圖 7 所示。

圖 7：控製算法詳述

如前所述，調製頻率可以在 60kHz 到 140kHz 之間的範圍內進行選擇，這就是使用碳化矽 MOSFET 的de好hao處chu。當dang然ran，從cong係xi統tong行xing為wei的de角jiao度du來lai看kan，提ti高gao開kai關guan頻pin率lv將jiang意yi味wei著zhe更geng高gao的de開kai關guan損sun耗hao，這zhe會hui實shi質zhi上shang導dao致zhi芯xin片pian溫wen度du的de升sheng高gao，進jin而er增zeng加jia傳chuan導dao損sun耗hao
，原yuan因yin就jiu在zai於yu RDS,ON會隨著溫度而增大。正是出於這個原因
，可以預見板上應該有一個風扇，其目的是讓 SiC MOSFET 所在位置的散熱器能冷卻下來。風扇由 MCU 驅動
，但目前其轉速將固定不變。可以根據與 ID,REF 成正比的有效功率輸送來實現對風扇轉速的調節。

為了減輕損失並提高係統效率，可以實施不同的驅動策略。在結果部分中提供了更多的詳細信息。

  四 硬件概述

本係統由兩塊板組成：一塊 4 層電源板和一塊 4 層控製板。

電源板將嵌入：

●  從輸入到總線電壓的所有電路（繼電器、升壓電感器、SiC MOSFET、直流總線電容）

；

●  用於模擬信號調節的第一級電路（處理成 5V 範圍內）；

●  風扇及其驅動電路；

●  柵極驅動器子係統（對每個 MOSFET 而言都是相同的）；

●  高電平至 24 V DCDC 轉換器

；

●  分布式連接器（以最大程度減小開關節點的環路長度）。

控製板將嵌入：

●  微控製器及其隔離編程電路（通過串行通信）；

●  24 V 至各種直流電壓電平（如圖 3 所示）；

●  第二級模擬信號調節（采用電源板輸入並調節至 3.3V 範圍）；

●  邏輯柵極（用於處理來自柵極驅動器的故障信號）；

●  LED 和分布式連接器（根據電源板）。

  五 風扇

風扇需要兩個引腳：

●  FAN_ON_OFF：將引腳設置為高電平會為風扇提供 24 V 電壓。

●  FAN_PWM：這是一個脈寬調製引腳。占空比越高，風扇轉速就越快，進而吹入的空氣越多。

  六 繼電器

由繼電器的布局可以預見：上電時，安裝在板上的 13.6 個功率電阻器會限製浪湧電流。通過切換 INRUSH_OFF 引腳將數字值設置為高電平，可斷開電阻器。上電時，該引腳被初始化為低電平。

  七 柵極驅動器係統

板上帶有六個對稱結構的柵極驅動器。它們中的每一個都包含一個隔離式 DCDC 轉換器、一個數字隔離器和 NCP51705 柵極驅動器。NVP51705 是一個用於驅動 SiC MOSFET 的專用器件。每個部分都有 3 個數字引腳：2 個輸入和 1 個輸出（這是從柵極驅動器的角度看；如果是從 MCU 的角度看，則為 2 個輸出和 1 個輸入）。MCU 必須為每個驅動器提供禁用信號；它實際上表示 PWM 信號的反相輸入和 PWM 信號本身。MCU 必須檢測故障引腳。它表示柵極驅動器電平的故障狀態。

柵極驅動器故障一旦確立，它就會自動禁用 PWM 輸出。故障引腳用於向 MCU 發出故障狀態信號。這種故障通常是由於過電流事件引起的
，盡管其他異常情況也可能觸發此故障。

一旦發生故障事件
，便不再向柵極驅動器提供 PWM 信號
，同時 DISABLE 引腳再次投入工作。

每個柵極驅動器的故障引腳都彙集於“or”端口
，共有六個輸入。然後，所生成的 PWM_FAULT 將連接至 MCU 上可用的硬件 PWM 故障引腳。

DISABLE 引腳應初始化為 HIGH（高電平），以禁用柵極驅動器功能。當控製策略能夠發送有效的占空比信息時，必須將 DISABLE 設置為低電平。

  八 測試

係統將生成以下測試結果，為板提供 50Hz 的 230 Vrms 電壓。

控製算法被配置為提供 100 kHz 的開關頻率和 100 ns 的死區時間。所用的升壓電感器具有 330H 的平均電感值。

用於驅動 MOSFET 的柵極電阻值為 22 Ω（對於源極）和 4.7 Ω（對於漏極），以確保在最大電流下具有以下開關特性：

圖 8：慢開關速度一側的 SiC MOSFET

針對不同情況
，要實施並測試不同的 PWM 策略。每一項策略都會影響電感器高頻電流紋波，而低頻包絡線則跟隨輸出目標功率。雖然電流紋波與 PWM 頻率和總線電壓有關，但它也受到零序電壓的嚴重影響。零序電壓會影響 PWM 周期中電感器兩端的電壓生成。

圖 9：經過檢驗的調製策略

最後是選擇“不連續 1”調製策略的情況下
，以 100kHz 運行 PFC 板的係統效率結果。

圖 11：fPWM = 100 kHz 時的效率結果

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