概述

 

微波係統設計師一直在追求更高的性能和更高的工作帶寬。簡化設計和降低功耗、尺寸、重量同樣是需考慮的問題。UWB數據轉換器能極大地簡化多通道傳輸係統的設計（如果您對此不了解，請訪問這裏）。多年來，利用上述特性開發的器件不可勝數。但是，沒有任何一款器件有最新的數字模擬轉換器(DAC) EV12DS460的性能。事實上，這款新型的DAC的帶寬能跨越高達微波K波段 26.5GHz的巨大頻譜範圍。

 

在去年的歐洲微波IC會議上湧現了一些關於單片微波IC (MMIC) 的初步想法。早期的技術信息表明這樣的產品能達到X波段（8到12GHz)的性能。隨後

，詳細的寬帶測試表明這款DAC的性能遠不止如此。這款器件能工作在8個奈奎斯特區域，底噪極低，雜散極少。

 

這款器件使人們窺見未來軟件定義微波係統(SDeMS)成為現實的可能性。但是要實現這一目的，有兩個重要的問題需回答：

 

1.使用什麼技術達到如此高的性能
？

2.這款DAC的測試結果如何？

 

本文將展示如何通過規避CMOS的de設she計ji限xian製zhi和he引yin入ru新xin的de超chao高gao速su製zhi程cheng實shi現xian強qiang大da的de轉zhuan換huan能neng力li，以yi及ji如ru何he使shi用yong緊jin湊cou的de單dan核he數shu字zi轉zhuan換huan器qi配pei合he仔zai細xi斟zhen酌zhuo的de電dian路lu設she計ji實shi現xian性xing能neng的de突tu破po。您nin將jiang看kan到dao布bu線xian和he電dian路lu簡jian化hua的de細xi微wei差cha別bie是shi設she計ji時shi應ying考kao慮lv的de重zhong要yao因yin素su。首shou先xian，讓rang我wo們men看kan看kan高gao層ceng級ji架jia構gou的de選xuan擇ze。

 

高層級設計

 

決定性能的兩個要素分別是：

 

1.基本架構

2.處理技術的速度

 

絕大多數的高速DAC使shi用yong時shi間jian交jiao錯cuo的de多duo個ge核he心xin來lai提ti高gao采cai樣yang率lv。但dan是shi，這zhe種zhong方fang案an在zai還hai原yuan輸shu出chu信xin號hao時shi會hui遇yu到dao問wen題ti
，難nan以yi避bi免mian產chan生sheng信xin號hao雜za散san和he由you此ci導dao致zhi的de性xing能neng下xia降jiang。我wo們men沒mei有you使shi用yong交jiao織zhiDAC的方式
，因為其SFDR性能很差。我們使用分割式架構設計這款DAC。

 

分割式設計

 

基本的DAC設計
，可簡單理解成一係列的二進製權重電流源被連接到一個加法放大器。每個“2次方”的元素使能與否取決於相關的比特位置。這種設計的優點在於實現簡單，隻需有限的元素（每個比特1個）。實際上，要線性放大超過8比特的源的難度極大。

 

從架構上來說，有一個簡單的方法實現單核心設計。通過采用一種混合式分割設計（如圖1），分立的DAC把轉換任務分成一個m比特的編碼單元和一個2級(n-m)比特二進製權重單元，處理LSB精度。編碼過程需要一些時間延遲，在此之後上述兩個單元的輸出被綜合成最終的多比特轉換結果。

 

圖1: EV12DS460A的混合式分割DAC架構

 

如上文所述
，要實現超過8bit的線性度難度極大
，但是通過把多個比特的轉換分割成MSB和LSB單元

，則能夠大大降低核心的複雜度。通過仔細的設計，可以從同一個開關、電阻和電流源建立編碼單元和二進製權重單元。

 

簡單的單核心設計

 

任何轉換器設計的起點是保證優秀的靜態精度。在混合式分割設計中，精度由二進製權重LSB單元的誤差決定。

 

設計的目標是提高SFDR並且規避校準的操作，達到優於0.5LSB的性能。需考慮如下三點數據轉換器配置：

 

1.2比特編碼器（3段）加10比特權重段 = 13段

2.3比特編碼器（7段）加9比特權重段 = 16段

3.4比特編碼器（15段）加8比特權重段 = 23段

 

初步分析表明配置1是最佳的選擇；它的段數最少
，因此核心區域最小。但是，它的靜態精度較差。要理解這一點，請考慮12比特量化器能輸出滿福1V峰峰值，表明LSB量化電壓是244 µV (1Vp-p/4096)。模擬實驗表明9比特權重段的匹配是125 µV。這比12比特0.5LSB的性能好兩倍，保證單片DAC的工作。但是，因為權重選項是10比特，無法進一步提高匹配的性能，125 µV是物理性能的極限，所以選項1是不可取的。模擬實驗也表明選項3不可取
，因為其對時鍾緩衝的動態載荷過大。

 

處理技術

 

規避CMOS製程限製的設計使得轉換路徑更容易實現。這種方案利用Infineon¹異質結矽鍺碳雙極型工藝實現較高的原始速度。通過引入NPN雙極型晶體管內在固有的碳元素
，B7HF200工藝允許實現極薄的高度摻雜基極。高轉化速度(200GHz Ft)和低阻抗基極是實現DAC高性能的兩個最重要的因素。

 

這種工藝已經在高速和毫米波應用中應用了超過10年，可用於多種固態微波器件。

 

圖 2: B7HF200晶體管類型的比較

 

使用四層銅能夠進一步提高B7HF200的速度，適用於低電流密度的連接。銅幫助降低寄生電流，此寄生電流是高速設計的夢魘。

 

DAC設計的秘密

 

EV12DS460A的卓越性能並不是偶然得到的。自2011²推出的較慢速的12bit產品以來，這種架構已經進化了數代。即使是早期的產品，性能也是非常優秀的，帶寬達到1.5GHz。

 

設計過程的重點在於3個通用的設計原則：

 

1.驅動量化器的動態載荷

，減少線長

2.保證工作穩定

3.輸出脈衝整形，減少畸變
，提高性能

 

驅動量化器的動態載荷

 

量化器的設計，部分是可以重用的（圖3）。右邊是包含16個段的量化器，而左邊是采樣時鍾係統的模擬電路。將它們組合起來，連接兩個電路的橋梁是芯片布線產生的Lp和Cp。

 

圖3: 簡化EV12DS460A的輸入驅動

 

為了支持6到7Gsp的采樣率，時鍾源的抖動要低，瞬變時間要短。當6Gsps采樣率時
，時鍾周期隻有166ps。保證幹淨、快速的瞬變是確保快速量化和采樣的重中之重。但是，在這個設計中，相對高的量化器滿量程電流被設置成20mA。為了快速驅動，需要一個複雜的驅動器
，包含差分對和輸出電路

，其輸出阻抗非常低。

對於這個驅動器電路
，輸出阻抗Zout可以表示為：

 

Zout = (1/g_m + R_bb + R_g)/Beta(f), 這裏 g_m 是晶體管跨導 (1/g_m=1,25 ohms), R_bb 是輸出阻抗, R_g 是差分對的輸出阻抗， Beta(f)是三極管的動態電流增益和頻率之間的關係。

 

考慮到B7HF200工藝的指標(截止頻率 f_T = 200 GHz), 20GHz時的電流增益Beta(f) 等於10。同時，極低的雙極型晶體管的固有基極阻抗使R_bb 為25歐姆。 

 

R_g 也應當是越小越好

，但是其不能太小，以避免過多地增大偏置電流，導致功耗變大。大約50歐姆是比較合適的值。

 

最後
，初步估算的輸出阻抗是：  Zout = (1.25 + 25+ 50)/10 = ~ 7.5 ohms. 低輸出阻抗是器件快速工作的關鍵。

 

為了維持輸出緩衝的300mV的脈衝幅度
，需要用300mV驅動50歐姆的終端 (300mV/50 = 6mA)。 R_g 的進一步優化會略微改善阻抗，但其代價是更高的功耗。將 R_g減半，偏置電流會上升到12mA。

 

減少線長，保證DAC的穩定性

 

下麵將討論線長的重要性和它對高速設計的寄生效應的影響。上述設計的每一個量化器段都隻有50µm寬，所以16段的總信號線長是800 µm (16 x 50 µm)。減少線長是非常有用的。

 

EV12DS460A的全局時間常數與如下三個因數有關： 

 

1.動態負載電容 (C_L) 大約是 0.5 pF (C_L=g_m.T_f with g_m = ΔI/ΔV = ~ 20mA/25mV .T_f 晶體管前向瞬變時間 = 0.8 ps)

2.金屬信號線的被動寄生電容(C_P)大約是0.5 pF

3.金屬信號線的被動寄生電感 (L_P)大約是 50 pH

 

在最壞的條件下，全局時間常量ΣT可根據下式計算：

 

ΣT = Zout.C_L + Zout.C_P + L_P/Zout, so ΣT = 7.5Ω. 0.5pF + 7.5 Ω.500fF + 50pH/7.5 Ω = 3.75 ps + 3.75 ps + 6.66 ps = ~14 ps

 

這個時間常量與DAC數據的35ps上升和下降時間 (t_r/t_f)有關。而且，在這一層級上
，t_r/t_f 分別表示整個時鍾周期(166ps)的少於20%的時間，其能產生足夠快的時鍾邊沿，支持10GHz的初步帶寬估算


，達到DAC的設計目標。

 

在初步的估算之外，我們使用一些特別的技術保證DAC的動態穩定性。我們實現最大過衝(+4%)和最小回彈(-2%)的性能。B7HF200工藝提供低阻抗的鍍銅技術，幫助進一步調節和改善芯片的關鍵節點。由此產生的優異的性能（純淨的6GHz采樣）在圖4中以階躍響應的形式表示。

 

圖4: 加負載後30ps上升時間的階躍響應

 

通過輸出脈衝整形提高動態性能

 

我們提供四種輸出脈衝整形模式（NRZ, NRTZ, RTZ, RF)以幫助係統設計師根據特定的輸出頻帶裁剪DAC的動態響應性能，從而使設計更加便利。大多數的量化器畸變與開關瞬變有關。任何開關的毛刺都會疊加在最後的輸出信號上（圖5）。如果能夠移除這些毛刺，輸出的頻譜純淨度將大大提高。

 

圖5: DAC 脈衝整形的概念圖和NRTZ、RF模式的擴展波形

 

為了實現上述的脈衝整形
，我們在每個瞬變環節的邊緣之前強製把DAC輸出截止為0
，可以在NRTZ和RF模式的圖中看到輸出的波形。脈衝整形通過3線串行接口控製
，其有兩個用戶可控的參數：整形脈衝寬度（RPW）和整形脈衝中心（RPB)。如果所有的毛刺都被移除

，脈衝中心必然與瞬變邊緣的中心一致。注意，這種技術犧牲了少量的輸出信號強度（與RPW定義的區域有關）。

 

特性曲線（圖6）表明脈衝整形帶來的優勢。這些數據展示了兩種RPW設置（如果您對信號偏置不了解，請閱讀這裏）時橫跨8個奈奎斯特區間的高達27GHz (采樣率fs = 6 & 7Gsps)的頻譜。注意采樣率的提高顯著地擴展了典型的SINC (sin(x)/x) DAC 輸出特性曲線。

 

 

圖6: 兩種脈衝整形模式下DAC EV12DS460的輸出功率譜 (采樣率 6/7Gsps)

 

由於波形整形（H3從-57dBm提到到-69dBm)，三次諧波的性能提高了+12dB，極大地提高了DAC的性能。為了對比，我們在6Gsps采樣率，Fout = 2940MHz的條件下使用有波形整形（NRTZ模式）和無波形整形（NRZ模式）產生如下的頻譜（圖7）。在NRTZ模式下，波形整形帶來的性能提升非常明顯。

 

圖7: 6 GSps，Fout = 2940MHz時的單音頻譜，有波形整形和無波形整形

 

實測的性能

 

輸出3dB帶寬最大7GHz，采樣率6Gsps保證產生3GHz的瞬時帶寬。有用的輸出功率在X波段非常明顯（圖8a）。曲線表示一個第四奈奎斯特區間的11950MHz的單音載波，SFDR為50dBc。這裏4次諧波主導SFDR。這個載波頻譜是仔細選擇的，為了在X波段的邊沿，使諧波信號更容易被觀察到

，因為它們以自然的諧波順序出現。

 

如果提高載波頻率到K波段（圖8）
，信號參考設置為在第8奈奎斯特區間的23950MHz，2次諧波主導SFDR（-36.5dBc) 。顯然，諧波的純淨度有明顯提高。

 

圖8: 11950 MHz 和 23950 MHz 處的SFDR

 

這些圖線還包含著其他突出的性能指標。每張圖裏都展示了中頻點的非諧波雜散。這些雜散與DAC 4:1輸入多路複用器的不完全混合信號抑製有關。這些雜散的峰值在-80dBm，相當好。DAC的底噪大約接近-110dBm。

 

在實驗室裏使用單音或多音的信號測試數據轉換器並不困難。這些測試的結果並不能完全表明DAC的性能。當今的數據通信係統在大塊帶寬上部署複雜的模塊，所以我們需要更有效的寬帶測試方法。這時噪聲功率比(NPR)非常有用。它在一個較寬的帶寬上測試DAC，能表明信號如何包含多個非相幹窄帶頻率，以及它們在被DAC混合之時如何互相影響和互相幹涉。顯然，一款NPR指標接近理想n-bit器件的NPR指標的DAC是非常優秀的寬帶器件。

 

NPR測試通常由一組高斯噪聲功率密度的數字譜實現。對這個數字譜在頻域使用（數字）陷波濾波器將在感興趣的帶寬內得到一個“安靜”的區域。然後把這個數字譜發送給DAC
，NPR的值通過計算陷波內外的功率密度比的平均值得出。對於一個理想的DAC
，陷波內的信號功率隻和量化噪聲有關。而對於現實的DAC，量化噪聲由熱噪聲、時鍾抖動帶來的噪聲和通道間交調帶來的噪聲有關。

 

這款器件的寬帶NPR如下圖（圖9）所示。7Gsps的采樣率帶來3.150GHz的合成帶寬。NPR是42.6dB
，等效的有效位數(ENOB)為8.6。注意NPR的平坦度一直到3325MHz的位置都相當好。

 

圖9: 3.15 GHz帶寬
，30MHz陷波的寬帶NPR

 

圖10中的第二個NPR特性在22GHz的範圍內複製了3.150/2.700GHz的NPR譜。這時DAC的采樣率為7/6Gsps，工作模式是RF模式。這些圖線表明提高采樣率帶來的優勢之一。它不僅影響DAC產生的最大瞬時帶寬，還擴展了高奈奎斯特區間的SINC特性和輸出功率。

 

圖 10:多奈奎斯特區間的重複的NPR譜 —— 7Gsps時K波段的NPR有明顯提高

 

其他尖端的DAC

 

德州儀器最近有一款14bit 8.9Gsps RF DAC
，使用40nm CMOS工藝，支持4G LTE的應用。它的SFDR在8.9Gsps（Fout = 4300MHz）時是50dBc³。雖然這款DAC可以支持8.9Gsps的采樣率，但是沒有任何超過4300MHz的測試數據，而絕大多數的微波頻段都超過4300MHz。

 

Analog Devices公司也在開發一款11/16bit, 12Gsps的DAC (AD9161/AD9162)
，其RF模式（也叫作混合模式）下的采樣率能達到12Gsps。在RF模式下，因為每半個時鍾周期數據會反向
，似乎DAC在以12Gsps的采樣率采樣。而對於RF模式下的EV12DS460A （圖5）
，數據反向被沒有被考慮進標稱的采樣率（6Gsps）。因此，EV12DS460A和AD9161/62的采樣率是相同的。這一點也可以由3GHz的瞬時帶寬證明。

 

Analog Devices的器件在前兩個奈奎斯特區間的最佳的SFDR是65dBc (Fclock = 5Gsps, Fout = 4000MHz）。但是，其性能在超過7500MHz的位置急劇下降。輸出功率在Fout = 7500MHz時隻有 -66dBm
，因此它無法在X波段和K波段很好地工作。

 

結語

 

EV12DS460的發布給微波工程師帶來一款帶寬從DC一直到K波段頻率的寬帶DAC。雖然這款器件並不是唯一的Gsps采樣率的DAC，但是如同上文所述，它是第一款合成帶寬跨多個奈奎斯特區域
，同時保持優秀的頻譜純度的DAC。它為全新的毫米波應用開拓了一個激動人心的新領域。

 

參考文獻
 

From Infineon:

(1)    J.Böck, H.Schäfer, K.Aufinger, R.Stengl, S.Boguth, R.Schreiter, M.Rest, H.Knapp, M.Wurzer, W.Perndl, T.Böttner, and T.F. Meister,

“SiGe bipolar technology for automotive radar applications” in Proc. Bipolar/BiCmos Circuits and Technology Meeting (BCTM),Montreal, Canada, Sep. 2004, pp.265-268

 

From Teledyne e2v: 

(2)    François Boré, Marc Wingender, Nicolas Chantier, Andrew Glascott-Jones, Emmanuel Dumaine, Carine Lambert, Sergio Calais « 3 GS/s 7GHz BW 12 Bit MuxDAC for Direct Microwave Signal Generation over L,S or C Bands” in Proc. COMCAS, Tel Aviv, Nov 2011

 

From TI: 

(3) Ravinuthula, V., Bright, W., Weaver, M., Maclean, K., Kaylor, S., Balasubramanian, S., ...&Dwobeng, E. (2016, June). A 14-bit 8.9 GS/s RF DAC in 40nm CMOS achieving> 71dBc LTE ACPR at 2.9 GHz.In VLSI Circuits (VLSI-Circuits), 2016 IEEE Symposium on (pp. 1-2).IEEE.

 

 

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