由於射頻(RF)電路為分布參數電路
，在電路的實際工作中容易產生趨膚效應和耦合效應
，所以在實際的PCB設計中，會發現電路中的幹擾輻射難以控製，如：數字電路和模擬電路之間相互幹擾、供電電源的噪聲幹擾、地線不合理帶來的幹擾等問題。正因為如此，如何在PCB的設計過程中
，權衡利弊尋求一個合適的折中點
，盡可能地減少這些幹擾
，甚至能夠避免部分電路的幹涉，是射頻電路PCB設計成敗的關鍵。文中從PCB的LAYOUT角度，提供了一些處理的技巧
，對提高射頻電路的抗幹擾能力有較大的用處。

 

1
、RF布局

 

這裏討論的主要是多層板的元器件位置布局。元器件位置布局的關鍵是固定位於RF路徑上的元器件，通過調整其方向，使RF路徑的長度最小，並使輸入遠離輸出，盡可能遠地分離高功率電路和低功率電路，敏感的模擬信號遠離高速數字信號和RF信號。

 

在布局中常采用以下一些技巧。

 

1.1 一字形布局

 

RF主信號的元器件盡可能采用一字形布局，如圖1所示。但是由於PCB板和腔體空間的限製，很多時候不能布成一字形，這時候可采用L形
，最好不要采用U字形布局(如圖2所示)，有時候實在避免不了的情況下，盡可能拉大輸入和輸出之間的距離，至少1.5cm以上。

 

圖1 一字形布局

 

圖2 L形和U字形布局

 

另外在采用L形或U字形布局時，轉折點最好不要剛進入接口就轉，如圖3左所示

，而是在稍微有段直線以後再轉，如圖3右圖所示。

 

圖3 兩種方案

 

1.2 相同或對稱布局

 

相同的模塊盡可能做成相同的布局或對稱的布局，如圖4、圖5所示。

 

圖4 相同布局

 

圖5 對稱布局

 

1.3 十字形布局

 

偏置電路的饋電電感與RF通道垂直放置，如圖6所示，主要是為了避免感性器件之間的互感。

 

圖6 十字形布局

 

1.4 45度布局

 

為合理的利用空間，可以將器件45度方向布局
，使射頻線盡可能短
，如圖7所示。

 

圖7 45度布局

 

2、RF布線

 

布線的總體要求是：RF信號走線短且直，減少線的突變

，少打過孔，不與其它信號線相交，RF信號線周邊盡量多加地過孔。

 

以下是一些常用的優化方式：

 

2.1 漸變線處理

 

在射頻線寬比IC器件管腳的寬度大比較多的情況下，接觸芯片的線寬采用漸變方式

，如圖8所示。

 

圖8 漸變線

 

2.2 圓弧線處理

 

射頻線不能直的情況下，作圓弧線處理，這樣可以減少RF信號對外的輻射和相互問的耦合。有實驗證明

，傳輸線的拐角采用變曲的直角
，能最大限度的降低回損。如圖9所示。

 

圖9 圓弧線

 

2.3 地線和電源

 

地線盡可能粗。在有條件的情況下
，PCB的每一層都盡可能的鋪地

，並使地連到主地上，多打地過孔
，盡量降低地線阻抗。

 

RF電路的電源盡量不要采用平麵分割
，整塊的電源平麵不但增加了電源平麵對RF信號的輻射，而且也容易被RF信xin號hao的de幹gan擾rao。所suo以yi電dian源yuan線xian或huo平ping麵mian一yi般ban采cai用yong長chang條tiao形xing狀zhuang，根gen據ju電dian流liu的de大da小xiao進jin行xing處chu理li，在zai滿man足zu電dian流liu能neng力li的de前qian提ti下xia盡jin可ke能neng粗cu
，但dan是shi又you不bu能neng無wu限xian製zhi的de增zeng寬kuan。在zai處chu理li電dian源yuan線xian的de時shi候hou，一yi定ding要yao避bi免mian形xing成cheng環huan路lu。

 

電源線和地線的方向要與RF信號的方向保持平行但不能重疊，在有交叉的地方最好采用垂直十字交叉的方式。

 

2.4 十字交叉處理

 

RF信號與IF信號走線十字交叉，並盡可能在他們之間隔一塊地。

 

RF信號與其他信號走線交叉時，盡量在它們之間沿著RF走線布置一層與主地相連的地。如果不可能，一定要保證它們是十字交叉的。這裏的其他信號走線也包括電源線。

 

2.5 包地處理

 

對射頻信號、幹擾源
、敏感信號及其他重要信號進行包地處理，這樣既可以提高該信號的抗幹擾能力，也可以減少該信號對其他信號的幹擾。如圖10所示。

 

圖10 包地處理

 

2.6 銅箔處理

 

銅箔處理要求圓滑平整，不允許有長線或尖角，若不能避免，則在尖角、細長銅箔或銅箔的邊緣處補幾個地過孔。

 

2.7 間距處理

 

射頻線離相鄰地平麵邊緣至少要有3W的寬度，且3W範圍內不得有非接地過孔。

 

圖11 間距

 

同層的射頻線要作包地處理
，並在地銅皮上加地過孔，孔間距應小於信號頻率所對應波長(λ)的1／20，均勻排列整齊。包地銅皮邊緣離射頻線2W的寬度或3H的高度，H表示相鄰介質層的總厚度。

 

3、腔體處理

 

對整個RF電(dian)路(lu)
，應(ying)把(ba)不(bu)同(tong)模(mo)塊(kuai)的(de)射(she)頻(pin)單(dan)元(yuan)用(yong)腔(qiang)體(ti)隔(ge)離(li)
，特(te)別(bie)是(shi)敏(min)感(gan)電(dian)路(lu)和(he)強(qiang)烈(lie)輻(fu)射(she)源(yuan)之(zhi)間(jian)，在(zai)大(da)功(gong)率(lv)的(de)多(duo)級(ji)放(fang)大(da)器(qi)中(zhong)
，也(ye)應(ying)保(bao)證(zheng)級(ji)與(yu)級(ji)之(zhi)間(jian)的(de)隔(ge)離(li)。整(zheng)個(ge)電(dian)路(lu)支(zhi)流(liu)放(fang)置(zhi)好(hao)後(hou)，就(jiu)是(shi)對(dui)屏(ping)蔽(bi)腔(qiang)的(de)處(chu)理(li)，屏(ping)蔽(bi)腔(qiang)體(ti)的(de)處(chu)理(li)有(you)以(yi)下(xia)注(zhu)意(yi)事(shi)項(xiang)：

 

整個屏蔽腔體盡量做成規則形狀，便於鑄模。對於每一個屏蔽腔盡量做成長方形

，避免正方形的屏蔽腔。

 

屏蔽腔的轉角采用弧形，屏蔽金屬腔體一般采用鑄造成型


，弧形的拐角便於鑄造成型時候拔模。如圖12所示。

 

圖12 腔體

 

pingbiqiangtidezhoubianshimifengde
，jiekoudexianyinruqiangtiyibancaiyongdaizhuangxianhuoweidaixian，erqiangtineibubutongmokuaicaiyongweidaixian
，butongqiangtixianglianchucaiyongkaicaochuli

，kaicaodekuanduwei3mm，微帶線走在正中間。

 

腔體的拐角放置3mm的金屬化孔，用來固定屏蔽殼
，在每支長的腔體上也要均勻放置同等的金屬化孔，用來加固支撐作用。

 

腔體一般做開窗處理，便於焊接屏蔽殼
，腔體上一般厚2 mm以上
，腔體上加2排開窗過孔屏
，過孔相互錯開，同一排過孔之間間距150MIL。

 

4、結束語

 

射頻電路PCBshejichengbaideguanjianzaiyuruhejianshaodianlufushe

，congertigaokangganraonengli，danshizaishijidebujuyubuxianzhongyixiewentidechulishixiangchongtude，yinciruhexunqiuyigezhezhongdian，shizhenggeshepindianludezonghexingnengdadaozuiyou，shishejizhebixuyaokaolvdewenti。suoyouzhexiedouyaoqiushejizhejuyouyidingdeshijianjingyanhegongchengshejinengli

，danshiyaojubeizhexienengli，meiyigeshejizhedoubukenengyicuerjiude
，zhiyoucongqitarennalijiejianjingyan，jiashangzijidebutingmosuohesikao，cainengbuduanjinbu。benwenzongjiegongzuozhongdeyixieshejijingyan，youliyutigaoshepindianluPCB的抗幹擾能力
，幫助射頻電路設計初學者少走不必要的彎路。

 

PCB射頻電路四大基礎特性

 

此處將從射頻界麵、小的期望信號、大的幹擾信號

、相鄰頻道的幹擾四個方麵解讀射頻電路四大基礎特性，並給出了在PCB設計過程中需要特別注意的重要因素。

射頻電路仿真之射頻的界麵

 

wuxianfasheqihejieshouqizaigainianshang
，kefenweijipinyushepinlianggebufen。jipinbaohanfasheqideshuruxinhaozhipinlvfanwei，yebaohanjieshouqideshuchuxinhaozhipinlvfanwei。jipindepinkuanjuedingleshujuzaixitongzhongkeliudongdejibensulv。jipinshiyonglaigaishanshujuliudekekaodu，bingzaitedingdeshujuchuanshulvzhixia，jianshaofasheqishijiazaichuanshumeijie（transmission medium）的負荷。因此，PCB設計基頻電路時，需要大量的信號處理工程知識。發射器的射頻電路能將已處理過的基頻信號轉換、升頻至指定的頻道中
，並將此信號注入至傳輸媒體中。相反的，接收器的射頻電路能自傳輸媒體中取得信號
，並轉換、降頻成基頻。

 

發射器有兩個主要的PCB設計目標：第(di)一(yi)是(shi)它(ta)們(men)必(bi)須(xu)盡(jin)可(ke)能(neng)在(zai)消(xiao)耗(hao)最(zui)少(shao)功(gong)率(lv)的(de)情(qing)況(kuang)下(xia)，發(fa)射(she)特(te)定(ding)的(de)功(gong)率(lv)。第(di)二(er)是(shi)它(ta)們(men)不(bu)能(neng)幹(gan)擾(rao)相(xiang)鄰(lin)頻(pin)道(dao)內(nei)的(de)收(shou)發(fa)機(ji)之(zhi)正(zheng)常(chang)運(yun)作(zuo)。就(jiu)接(jie)收(shou)器(qi)而(er)言(yan)，有(you)三(san)個(ge)主(zhu)要(yao)的(de)PCB設計目標：首先，它們必須準確地還原小信號
；第二，它們必須能去除期望頻道以外的幹擾信號；最後一點與發射器一樣，它們消耗的功率必須很小。

 

射頻電路仿真之大的幹擾信號

 

接收器必須對小的信號很靈敏，即使有大的幹擾信號（阻擋物）存cun在zai時shi。這zhe種zhong情qing況kuang出chu現xian在zai嚐chang試shi接jie收shou一yi個ge微wei弱ruo或huo遠yuan距ju的de發fa射she信xin號hao，而er其qi附fu近jin有you強qiang大da的de發fa射she器qi在zai相xiang鄰lin頻pin道dao中zhong廣guang播bo。幹gan擾rao信xin號hao可ke能neng比bi期qi待dai信xin號hao大da60~70 dB，且(qie)可(ke)以(yi)在(zai)接(jie)收(shou)器(qi)的(de)輸(shu)入(ru)階(jie)段(duan)以(yi)大(da)量(liang)覆(fu)蓋(gai)的(de)方(fang)式(shi)，或(huo)使(shi)接(jie)收(shou)器(qi)在(zai)輸(shu)入(ru)階(jie)段(duan)產(chan)生(sheng)過(guo)多(duo)的(de)噪(zao)聲(sheng)量(liang)，來(lai)阻(zu)斷(duan)正(zheng)常(chang)信(xin)號(hao)的(de)接(jie)收(shou)。如(ru)果(guo)接(jie)收(shou)器(qi)在(zai)輸(shu)入(ru)階(jie)段(duan)，被(bei)幹(gan)擾(rao)源(yuan)驅(qu)使(shi)進(jin)入(ru)非(fei)線(xian)性(xing)的(de)區(qu)域(yu)
，上(shang)述(shu)的(de)那(na)兩(liang)個(ge)問(wen)題(ti)就(jiu)會(hui)發(fa)生(sheng)。為(wei)避(bi)免(mian)這(zhe)些(xie)問(wen)題(ti)
，接(jie)收(shou)器(qi)的(de)前(qian)端(duan)必(bi)須(xu)是(shi)非(fei)常(chang)線(xian)性(xing)的(de)。

 

因此，“線性”也是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。由於接收器是窄頻電路，所以非線性是以測量“交調失真（intermodulation distortion）”來統計的。這牽涉到利用兩個頻率相近，並位於中心頻帶內（in band）的正弦波或餘弦波來驅動輸入信號，然後再測量其交互調變的乘積。大體而言，SPICE是一種耗時耗成本的仿真軟件
，因為它必須執行許多次的循環運算以後，才能得到所需要的頻率分辨率

，以了解失真的情形。

 

射頻電路仿真之小的期望信號

 

接收器必須很靈敏地偵測到小的輸入信號。一般而言，接收器的輸入功率可以小到1 μV。接收器的靈敏度被它的輸入電路所產生的噪聲所限製。因此，噪聲是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。而且，具備以仿真工具來預測噪聲的能力是不可或缺的。附圖一是一個典型的超外差（superheterodyne）接收器。接收到的信號先經過濾波，再以低噪聲放大器（LNA）將輸入信號放大。然後利用第一個本地振蕩器（LO）與此信號混合，以使此信號轉換成中頻（IF）。前端（front-end）電路的噪聲效能主要取決於LNA
、混合器（mixer）和LO。雖然使用傳統的SPICE噪聲分析，可以尋找到LNA的噪聲，但對於混合器和LO而言，它卻是無用的，因為在這些區塊中的噪聲，會被很大的LO信號嚴重地影響。

 

小的輸入信號要求接收器必須具有極大的放大功能，通常需要120 dB這麼高的增益。在這麼高的增益下，任何自輸出端耦合（couple）回hui到dao輸shu入ru端duan的de信xin號hao都dou可ke能neng產chan生sheng問wen題ti。使shi用yong超chao外wai差cha接jie收shou器qi架jia構gou的de重zhong要yao原yuan因yin是shi
，它ta可ke以yi將jiang增zeng益yi分fen布bu在zai數shu個ge頻pin率lv裏li，以yi減jian少shao耦ou合he的de機ji率lv。這zhe也ye使shi得de第di一yi個geLO的頻率與輸入信號的頻率不同
，可以防止大的幹擾信號“汙染”到小的輸入信號。

 

因為不同的理由
，在一些無線通訊係統中，直接轉換（direct conversion）或內差（homodyne）架構可以取代超外差架構。在此架構中
，射頻輸入信號是在單一步驟下直接轉換成基頻，因此，大部份的增益都在基頻中，而且LO與輸入信號的頻率相同。在這種情況下
，必須了解少量耦合的影響力，並且必須建立起“雜散信號路徑（stray signal path）”的詳細模型
，譬如：穿過基板（substrate）的耦合、封裝腳位與焊線（bondwire）之間的耦合、和穿過電源線的耦合。

 

射頻電路仿真之相鄰頻道的幹擾

 

失真也在發射器中扮演著重要的角色。發射器在輸出電路所產生的非線性，可能使傳送信號的頻寬散布於相鄰的頻道中。這種現象稱為“頻譜的再成長（spectral regrowth）”。在信號到達發射器的功率放大器（PA）之前
，其頻寬被限製著；但在PA內的“交調失真”會導致頻寬再次增加。如果頻寬增加的太多，發射器將無法符合其相鄰頻道的功率要求。當傳送數字調變信號時，實際上
，是無法用SPICE來預測頻譜的再成長。因為大約有1000個數字符號（symbol）的傳送作業必須被仿真，以求得代表性的頻譜

，並且還需要結合高頻率的載波，這些將使SPICE的瞬態分析變得不切實際。

 

 

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