【導讀】高gao速su和he低di速su數shu據ju轉zhuan換huan器qi在zai現xian代dai寬kuan帶dai移yi動dong無wu線xian電dian中zhong發fa揮hui關guan鍵jian功gong能neng。本ben應ying用yong筆bi記ji概gai述shu了le如ru何he確que定ding基ji帶dai采cai樣yang無wu線xian電dian架jia構gou中zhong的de高gao速su數shu據ju轉zhuan換huan器qi性xing能neng要yao求qiu。此ci外wai，在zai考kao慮lv高gao速su模mo擬ni前qian端duan（AFE）解決方案時，還概述了係統分區策略和優點。

高gao速su和he低di速su數shu據ju轉zhuan換huan器qi在zai現xian代dai寬kuan帶dai移yi動dong無wu線xian電dian中zhong發fa揮hui關guan鍵jian功gong能neng。本ben應ying用yong筆bi記ji概gai述shu了le如ru何he確que定ding基ji帶dai采cai樣yang無wu線xian電dian架jia構gou中zhong的de高gao速su數shu據ju轉zhuan換huan器qi性xing能neng要yao求qiu。此ci外wai，在zai考kao慮lv高gao速su模mo擬ni前qian端duan（AFE）解決方案時
，還概述了係統分區策略和優點。

簡介

多duo年nian來lai
，無wu線xian通tong信xin已yi發fa生sheng了le巨ju大da的de發fa展zhan。僅jin以yi空kong氣qi為wei媒mei介jie運yun行xing的de產chan品pin和he小xiao工gong具ju的de發fa明ming使shi世shi界jie進jin入ru了le一yi個ge更geng快kuai的de時shi代dai。它ta不bu僅jin改gai變bian了le交jiao流liu的de狀zhuang態tai，而er且qie為wei交jiao通tong，工gong業ye生sheng產chan，商shang業ye以yi及ji最zui重zhong要yao的de是shi人ren們men的de日ri常chang生sheng活huo中zhong的de新xin起qi點dian鋪pu平ping了le道dao路lu。

移動寬帶無線通信係統采用幾種技術來提高頻譜效率。為了實現高數據速率
，產生最佳的係統容量並確保可靠的服務質量（QoS），現代無線通信係統使用具有高階調製（16Q AM至64 QAM）的可變信道帶寬（BW = 1.25 MHz至20 MHz）碼分或正交頻分多址（CDMA
，OFDMA）以及可擴展的智能天線技術（例如，多輸入多輸出或MIMO，空間分集）。

3GPP標準UMTS，TD-SCDMA和長期演進（LTE）以及其他諸如IEEE®802.16e
，IEEE 802.11n和IEEE 802.11ac等標準都是使用這些技術的一些常見係統。例如
，使用64 QAM調製，具有2048個子載波的正交頻分多路複用（OFDM），20 MHz信道帶寬和2×2 MIMO，4G LTE無線電可以以強大的性能實現大於100 Mbps的峰值數據速率建築學。

帶有OFDM的高階調製，寬信道帶寬和MIMO架構共同要求從接收模數轉換器（Rx ADC）和發送數模轉換器（Tx DAC）獲(huo)得(de)更(geng)高(gao)的(de)性(xing)能(neng)。高(gao)速(su)數(shu)據(ju)轉(zhuan)換(huan)器(qi)的(de)要(yao)求(qiu)包(bao)括(kuo)更(geng)快(kuai)的(de)采(cai)樣(yang)率(lv)，更(geng)高(gao)的(de)動(dong)態(tai)範(fan)圍(wei)
，改(gai)善(shan)的(de)光(guang)譜(pu)性(xing)能(neng)以(yi)及(ji)多(duo)個(ge)通(tong)道(dao)。此(ci)外(wai)

，由(you)於(yu)最(zui)終(zhong)產(chan)品(pin)通(tong)信(xin)設(she)備(bei)是(shi)移(yi)動(dong)的(de)且(qie)由(you)電(dian)池(chi)供(gong)電(dian)，因(yin)此(ci)數(shu)據(ju)轉(zhuan)換(huan)器(qi)必(bi)須(xu)具(ju)有(you)低(di)功(gong)耗(hao)和(he)微(wei)型(xing)尺(chi)寸(cun)。在(zai)選(xuan)擇(ze)正(zheng)確(que)的(de)高(gao)速(su)數(shu)據(ju)轉(zhuan)換(huan)器(qi)解(jie)決(jue)方(fang)案(an)時(shi)，這(zhe)些(xie)因(yin)素(su)給(gei)設(she)計(ji)帶(dai)來(lai)了(le)迷(mi)宮(gong)。以(yi)下(xia)主(zhu)題(ti)介(jie)紹(shao)了(le)一(yi)種(zhong)可(ke)幫(bang)助(zhu)設(she)計(ji)人(ren)員(yuan)應(ying)對(dui)這(zhe)些(xie)挑(tiao)戰(zhan)的(de)方(fang)法(fa)。

無線電和數據轉換器功能

小型，低功耗和低成本是移動無線產品（如智能手機，數據卡
，嵌入式無線電，公共安全無線電，戰術軍事無線電或移動衛星無線電）中的重要設計目標。因此
，直接轉換零中頻（ZIF）架構是一種常見的無線電解決方案。與外差式無線電相比，ZIF架構消除了多個中頻成分，例如IF混頻器，VGA


，LO合成器和鏡像抑製濾波器。這種消除降低了成本並減小了尺寸。此外，在具有可變信道帶寬的應用（例如LTE）中
，ZIF架構可用於可編程基帶濾波。

典型的ZIF無線電基於高度集成的模擬前端芯片。

圖1說明了典型移動無線電應用中使用的ZIF陣容。ZIF無線電架構需要一個雙通道Rx ADC和一個雙通道Tx DAC用於同相和正交（I / Q）基帶信號采樣和構建。其他低速轉換器用於RF前端增益控製和輔助模擬信號測量，例如溫度和發射器RF功率。轉換器的數字總線與現場可編程門陣列（FPGA），數字信號處理器（DSP）或專用集成電路（ASIC）形式的數字基帶處理器接口。數字基帶處理器執行信號處理功能，例如通道編碼，調製映射和數字濾波。單模ZIF無線電可能需要多達八個數據轉換器通道。

輸入高速模擬前端（AFE）

如圖1所示

，高速轉換器通道和無線電收發器之間的比率為4：1。對於每個添加的無線電收發器，數據轉換器的密度增加四倍。在4×4 MIMO設計中可以看到數據轉換器與無線電之間的戲劇性4：1關係
，其中需要四個無線電收發器以及16個(ge)高(gao)速(su)數(shu)據(ju)轉(zhuan)換(huan)器(qi)通(tong)道(dao)。這(zhe)使(shi)得(de)數(shu)據(ju)轉(zhuan)換(huan)器(qi)功(gong)能(neng)成(cheng)為(wei)重(zhong)要(yao)的(de)領(ling)域(yu)，密(mi)集(ji)的(de)模(mo)擬(ni)集(ji)成(cheng)可(ke)以(yi)幫(bang)助(zhu)縮(suo)小(xiao)尺(chi)寸(cun)
，降(jiang)低(di)成(cheng)本(ben)和(he)降(jiang)低(di)功(gong)耗(hao)
，這(zhe)對(dui)於(yu)移(yi)動(dong)無(wu)線(xian)電(dian)設(she)計(ji)至(zhi)關(guan)重(zhong)要(yao)。

MAX19713高速AFE框圖。

可以將高速和低速數據轉換器組合到單個設備中，以滿足移動產品的尺寸，成本和功耗目標。高速AFE可以用作集成轉換器解決方案。MAX19713就是這樣一種AFE，如圖2所示。AFE集成了與無線電前端接口所需的所有數據轉換器。

高速AFE在多模式設計中具有應用。一個示例是一種雙模無線電，它支持具有基於Wi-Fi®或MIMO的設計的UMTS，例如LTE，WiMAX®和IEEE 802.11n / ac，它們需要多個無線電和多個轉換器通道。無線電數據轉換器和RF收發器之間的4：1關係使AFE成為基於FPGA和基於DSP的設計的有吸引力的解決方案。

由於獨立的DSP和FPGA通常是純數字設備，因此它們沒有集成混合信號數據轉換器功能。高速AFE可以滿足數據轉換器的要求，理想情況下可以在低功耗
，占用空間小的情況下完成這項工作。AFE分區的另一個優點是可伸縮性。當給定的設計從1×1單輸入單輸出（SISO）擴展到2×2 MIMO或4×4 MIMO時，可以根據需要使用AFE。這減輕了數字基帶調製解調器的負擔，而不必集成多個AFE配置以支持不同的MIMO無線電方案。將轉換器移出數字基帶可以優化調製解調器的芯片尺寸，降低測試成本，並降低芯片成本。因此，獨立的AFE分區可提供設計靈活性和可伸縮性。然而，

Rx ADC：多少位？

可以使用圖3中的示例Rx ADC SNR預算分析來計算Rx ADC的動態性能要求。該分析確定了可靠的信號恢複所需的Rx ADC動態範圍。在基帶采樣應用中，重要的ADC參數是信噪比和失真（SINAD）
，它轉換為有效位數（ENOB）。

RX ADC SNR預算顯示了不同係統方麵如何影響總動態範圍要求。

SINAD參數說明了奈奎斯特頻帶內的噪聲和失真，以及由於過采樣導致的過程增益。選擇射頻前端靈敏度，噪聲係數和濾波

，以滿足所需SER的基帶解調信號處理要求。在不顯著降低SNR的情況下
，量化ZIF接收器的模擬I / Q輸出信號是Rx ADC的主要工作。此外，Rx ADC不會引入會抑製可靠信號恢複的失真。

圖3中的分析使用具有OFDM，信道帶寬= 5MHz和1e-5 SER的64QAM調製，並考慮了ADC SNR下降，ADC增益/偏移誤差和RF前端自動增益控製（AGC）誤差。該分析適用於任何空中接口標準
，包括LTE，高速分組接入（HSPA）和802.11a / b / g / n / ac。

Rx ADC SNR預算涉及幾個因素：

調製SNR：對於SER = 1e-5的64 QAM調製
，數字解調器需要18 dB SNR。這是基於已知的符號錯誤概率理論（圖4）。

SNR裕度：由於ADC具有內部噪聲源，因此其表現不像理想的量化器。ADC固有地在輸入信號中增加了噪聲和失真。設計目標是選擇一個噪聲和失真度在可接受範圍內的ADC，以滿足數字解調器的SNR要求。通常，良好的品質因數是0.6 dB的衰減。這意味著ADC不會使輸入SNR的下降幅度超過0.6 dB。因此，ADC的SNR必須比輸入信號的SNR電平好8.86dB。換句話說，如果輸入信號具有18.6 dB的SNR
，要實現18 dB的SNR，則ADC需要26.89 dB的SNR，以防止輸入信號降級超過0.6 dB。以下公式計算係統SNR：

係統SNR = -20log（10-SNRa / 10 + 10-SNRb / 10 +….10-SNRn / 10）1/2

PAPR：對於2n載波（子載波= 256、512、2048）OFDM信令，PAPR為8 dB至12 dB。這意味著ADC輸入必須回退12 dB
，以防止在峰值期間削波。應當避免ADC削波，因為它會產生會降低SER性能的失真。

增益/失調誤差：ADC增益誤差的主要來源是內部基準電壓。內部基準電壓源可在整個溫度範圍內具有±5％的容差。失調是內部ADC放大器電壓失調的殘差。增益誤差和失調誤差是ADC誤差預算中的重要考慮因素
，因為它們會減小可用的動態範圍。如果增益誤差和失調誤差分別為滿量程的10％，則各自會導致動態範圍降低1 dB。由於該錯誤
，ADC必須後退1 dB，以防止輸入削波，而後退1 dB
，以解決有限的動態範圍。使用內部ADC基準電壓源可節省成本和尺寸，並且消除了庫存中的額外組件。合理的成本大小折衷方案是使用帶有集成基準的高速AFE，並增加2 dB的動態範圍餘量。

AGC錯誤：典型的ZIF接收器集成了AGC來設置基帶模擬I / Q輸出電壓信號電平。由於過程
，溫度和電源電壓的變化，AGC電平可能會出現20％（±10％）的精度誤差。這在AGC中轉換為2 dB的誤差。為了在Rx ADC輸入端保持所需的SNR電平和PAPR補償
，應在SNR預算分析中考慮AGC誤差。例如
，如果實際AGC設置比預期設置低2 dB，則SNR將降低2 dB。

信道濾波器：在某些情況下，RF接收器無法充分過濾不良的相鄰信道幹擾源。在這種情況下，Rx ADC必須具有足夠的動態範圍，以處理阻塞信號電平和所需信號，同時保持所需數字信號解調所需的SINAD。附(fu)加(jia)的(de)動(dong)態(tai)範(fan)圍(wei)用(yong)於(yu)對(dui)不(bu)需(xu)要(yao)的(de)幹(gan)擾(rao)源(yuan)進(jin)行(xing)數(shu)字(zi)濾(lv)波(bo)。或(huo)者(zhe)
，為(wei)了(le)降(jiang)低(di)成(cheng)本(ben)和(he)裸(luo)片(pian)尺(chi)寸(cun)，可(ke)以(yi)降(jiang)低(di)基(ji)帶(dai)模(mo)擬(ni)濾(lv)波(bo)器(qi)的(de)階(jie)數(shu)，並(bing)且(qie)可(ke)以(yi)數(shu)字(zi)方(fang)式(shi)進(jin)行(xing)其(qi)他(ta)濾(lv)波(bo)。在(zai)模(mo)擬(ni)和(he)數(shu)字(zi)濾(lv)波(bo)器(qi)階(jie)數(shu)之(zhi)間(jian)存(cun)在(zai)dB-dB的關係，因此必須通過將Rx ADC的動態範圍提高6 dB來將模擬濾波減少6 dB。在此示例中，假定了12 dB的阻塞衰減。

處理增益：假設Rx ADC是基帶模擬I / Q信號的2倍過采樣。由於基帶信號為BW = 2.5 MHz，FCLK = 10 MHz，因此產生的處理增益為3 dB。過程增益將SNR提高了3 dB，可以從所需的Rx ADC SNR中減去該增益。

Tx DAC：多少位？

可以使用圖5中的示例Tx DAC SNR預算分析來計算Tx DAC的動態性能要求。該分析基於ZIF發送器陣容的誤差矢量幅度（EVM）規範。EVM是許多空中接口標準（3G
，4G和802.11）中使用的調製質量指標，並定義為RMS星座圖誤差幅度與峰值星座圖符號幅度之比。

Tx DAC SNR預算包括許多因素，這些因素會影響整個動態範圍。使用這種方法，設計人員可以確定所需的TX DAC ENOB。

圖5中的性能預算分析使用具有OFDMA的16QAM調製，1e-6 SER，信道帶寬= 8.75 MHz以及Tx DAC降級
，DAC增益/失調誤差和PAPR的餘量。該分析以WiBro®空中接口標準為例
，但適用於任何無線寬帶標準。

Tx DAC SNR預算涉及多個因素：

調製EVM：使用MAX2837 RF收發器的給定空中接口參考設計

，例如WiBro，可為16QAM提供3.5％的發送EVM，並提供POUT = 23的3/4前向糾錯（3 / 4-FEC）編碼信號dBm的EVM規範以天線為參考，並且包括RF調製器和功率放大器（PA）損傷。3.5％的EVM性能可轉換為-29.1 dB的SNR。

SNR裕度：假設Tx DAC不能將係統SNR降低超過0.6 dB，這意味著Tx EVM降低了0.25％。總體而言，包括Tx DAC貢獻在內的Tx EVM必須為3.75％（3.5％+ 0.25％）或28.5 dB SNR。基於16QAM調製，調製器和PA產生29.1dB SNR。因此，Tx DAC必須具有更好的SNR（8.86 dB）才能產生0.6dB的衰減。Tx DAC需要37.96 dB的SNR（29.1 dB + 8.86 dB）。

PAPR：對於2n載波（子載波= 256、512
、2048）OFDMA信令，PAPR為8dB至12dB。這意味著必須將Tx DAC輸出調低-12 dB，以防止在峰值期間出現削波。DAC削波產生信號失真，導致雜散發射，從而降低SER性能。

增益/失調誤差：DAC增益誤差的主要來源是內部基準電壓。內部基準電壓源可在整個溫度範圍內具有±5％的容差。失調是內部DAC放大器電壓失調的殘差。增益誤差和失調誤差是DAC誤差預算中的重要考慮因素，因為它們會減小可用的動態範圍。如果增益誤差和失調誤差均為滿量程的10％，則每個誤差都會使動態範圍降低1 dB。由於該錯誤，DAC必須回退1 dB以防止輸出削波，而必須回退1 dB以解決有限的動態範圍。

Sin（x）/ x校正：在fC / fOUT = 4時，sin（x）/ x頻率響應會在fOUT = FCLK / 4時導致-0.91 dB衰減。在數字基帶中實現的有限脈衝響應（FIR）濾波器可以對此進行校正。或者
，如果該滾降是可接受的，則可以將+0.91 dB的餘量添加到SNR預算中

，這在fOUT = FCLK / 4時說明了-0.91 dB的SNR下降。

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