在5G 毫米波通信係統中，大規模多輸入多輸出（MIMO）技術被用來大幅度提高數據傳輸速率和信道容量。大規模MIMO 技術也是5G區別於現有係統的核心技術之一[1]。在大規模MIMO 場(chang)景(jing)下(xia)，通(tong)過(guo)基(ji)站(zhan)配(pei)置(zhi)數(shu)百(bai)根(gen)天(tian)線(xian)
，可(ke)以(yi)使(shi)大(da)量(liang)的(de)終(zhong)端(duan)用(yong)戶(hu)使(shi)用(yong)同(tong)一(yi)個(ge)時(shi)頻(pin)資(zi)源(yuan)
，因(yin)此(ci)係(xi)統(tong)中(zhong)同(tong)時(shi)存(cun)在(zai)多(duo)路(lu)射(she)頻(pin)收(shou)發(fa)信(xin)道(dao)，也(ye)就(jiu)需(xu)要(yao)多(duo)路(lu)本(ben)振(zhen)信(xin)號(hao)。本(ben)振(zhen)的(de)研(yan)究(jiu)是(shi)毫(hao)米(mi)波(bo)通(tong)信(xin)係(xi)統(tong)研(yan)究(jiu)的(de)關(guan)鍵(jian)之(zhi)一(yi)[2]。

 

本振模塊與收發係統相互獨立可以有效地抑製本振泄露和射頻串擾等問題，減少收發係統印製電路板（PCB）版(ban)的(de)麵(mian)積(ji)，並(bing)且(qie)可(ke)以(yi)使(shi)每(mei)個(ge)模(mo)塊(kuai)更(geng)靈(ling)活(huo)，便(bian)於(yu)調(tiao)試(shi)和(he)後(hou)期(qi)維(wei)護(hu)。綜(zong)合(he)考(kao)慮(lv)係(xi)統(tong)性(xing)能(neng)和(he)成(cheng)本(ben)等(deng)方(fang)麵(mian)的(de)因(yin)素(su)，采(cai)用(yong)外(wai)置(zhi)本(ben)振(zhen)是(shi)現(xian)代(dai)移(yi)動(dong)通(tong)信(xin)係(xi)統(tong)中(zhong)常(chang)見(jian)的(de)選(xuan)擇(ze)[2-3]。

 

1
、本振係統設計

 

頻率合成技術主要分為直接合成技術與間接合成技術。直接合成技術又包括直接模擬合成技術與直接數字合成技術（DDS）。直接模擬合成技術是最早期的頻率合成技術，其通過一係列的模擬器件進行倍頻、混頻
、分頻等算術運算從而合成固定頻率，再利用窄帶濾波器濾(lv)出(chu)所(suo)需(xu)頻(pin)率(lv)。在(zai)這(zhe)種(zhong)方(fang)式(shi)下(xia)參(can)考(kao)信(xin)號(hao)的(de)相(xiang)位(wei)噪(zao)聲(sheng)直(zhi)接(jie)決(jue)定(ding)了(le)輸(shu)出(chu)信(xin)號(hao)的(de)相(xiang)噪(zao)
，因(yin)此(ci)容(rong)易(yi)獲(huo)得(de)相(xiang)噪(zao)很(hen)低(di)的(de)輸(shu)出(chu)信(xin)號(hao)，但(dan)是(shi)這(zhe)種(zhong)電(dian)路(lu)的(de)實(shi)現(xian)需(xu)要(yao)大(da)量(liang)的(de)模(mo)擬(ni)器(qi)件(jian)組(zu)合(he)，集(ji)成(cheng)度(du)低(di)，體(ti)積(ji)大(da)
，雜(za)散(san)抑(yi)製(zhi)較(jiao)差(cha)，成(cheng)本(ben)高(gao)昂(ang)

，目(mu)前(qian)該(gai)種(zhong)技(ji)術(shu)主(zhu)要(yao)用(yong)於(yu)射(she)頻(pin)微(wei)波(bo)測(ce)試(shi)測(ce)量(liang)儀(yi)器(qi)中(zhong)。

 

直接數字合成技術的特點是通過數字方式累加相位，再利用相位和去查詢正弦函數表從而得到正弦波的離散數字係列
，最終經過數模（D/A）轉換得到模擬正弦波。DDS 具有頻點轉換速率快

、頻率分辨率高的優點，不過由於輸出頻率雜散很多
，輸出頻率較低，使其使用範圍受限[4]。

 

間接頻率合成技術即為鎖相環式頻率合成技術（PLL）

，它主要是通過相位負反饋的方式來實現對兩路信號相位的跟蹤，從而用鎖相環將壓控振蕩器（VCO）的(de)頻(pin)率(lv)鎖(suo)定(ding)在(zai)所(suo)需(xu)要(yao)的(de)頻(pin)點(dian)上(shang)。該(gai)種(zhong)形(xing)式(shi)結(jie)構(gou)簡(jian)單(dan)，相(xiang)位(wei)噪(zao)聲(sheng)低(di)，雜(za)散(san)抑(yi)製(zhi)較(jiao)好(hao)
，成(cheng)本(ben)較(jiao)低(di)，但(dan)是(shi)頻(pin)率(lv)轉(zhuan)換(huan)的(de)時(shi)間(jian)長(chang)

，頻(pin)率(lv)分(fen)辨(bian)率(lv)比(bi)較(jiao)低(di)[5-6]。

 

結合本設計中需要輸出兩路頻率較高的本振信號，並且其中一路帶寬較寬的特點
，綜合相位噪聲

、雜散抑製等因素，決定采用鎖相環頻率合成技術來實現該本振源。

 

1.1 整體框架

 

圖1 是PLL 的基本結構，鎖相環電路的組成部分主要包括壓控振蕩器（VCO）、鑒相器（PD）
、環路濾波器（LPF）和分頻器[5]。

 

圖1、PLL 結構框圖

 

參考源給出的輸入信號FR 通過R 分頻器降低為鑒相器的檢測頻率FPD ，而VCO 的輸出頻率經過N 分頻器後得到輸入鑒相器的另一路信號FN

，兩路信號通過鑒相器進行相位比較
，它們產生的相位差轉換為電壓或電流，經過低通的環路濾波器（LPF）濾除噪聲和高頻分量後送入VCO 用來控製VCO 的輸出頻率。當鎖相環穩定後，即FPD 和FN 同頻同相的狀態下，鎖相環的輸出頻率為：

 

（1）

 

相位噪聲是衡量本振源的重要指標
，收發信機的調製與解調精度（EVM）受(shou)係(xi)統(tong)的(de)相(xiang)位(wei)噪(zao)聲(sheng)影(ying)響(xiang)，若(ruo)相(xiang)位(wei)噪(zao)聲(sheng)過(guo)大(da)，則(ze)係(xi)統(tong)解(jie)調(tiao)出(chu)的(de)星(xing)座(zuo)圖(tu)會(hui)出(chu)現(xian)旋(xuan)轉(zhuan)，因(yin)此(ci)首(shou)先(xian)要(yao)降(jiang)低(di)本(ben)振(zhen)源(yuan)的(de)相(xiang)位(wei)噪(zao)聲(sheng)。影(ying)響(xiang)相(xiang)位(wei)噪(zao)聲(sheng)的(de)因(yin)素(su)有(you)很(hen)多(duo)，在(zai)近(jin)端(duan)，相(xiang)位(wei)噪(zao)聲(sheng)主(zhu)要(yao)取(qu)決(jue)於(yu)參(can)考(kao)信(xin)號(hao)
、N 分頻器、鑒相器以及電源。通過式（2）可以估算出環路帶寬內的相位噪聲：

 

PN = PNfloor + 10log(N) + 10log( fvco )（2）

 

在輸出頻率不變的情況下，降低分頻比N 可以改善相位噪聲。一般來說
，本振係統的參考源是全球定位係統（GPS）下行的10 MHz[5]。由於在此設計中需要較高的輸出頻率
，為了獲得良好的相位噪聲
，故選擇提升參考頻率。在整個係統前端先設計一個鎖相環電路，將10 MHz 參考信號提高至100 MHz。由式（2）可知：係統的相位噪聲將會降低10 dB；而在環路帶寬外
，相位噪聲主要受VCO 影響。為了得到更好的頻率穩定度和相位噪聲，本設計中用100 MHz 的恒溫晶體振蕩器（OCXO）代替VCO[6]。

 

由於兩路本振信號在係統中被同時使用，為了保證信號的一致性，需要采用同一個參考源
，圖2 為本振源結構框圖。ADI 公司的頻率合成器ADF4002
，結合外部恒溫晶振XO5051 以及GPS 參考源10 MHz，並且組成PLL 頻率合成器。該模塊輸出100 MHz 的信號經過集總元件組成的功分器後分成2 路，分別作為2個ADF5355 的參考頻率，ADF5355 是集成VCO 的寬帶頻率合成器。第1路參考信號通過ADF5355 的鎖相環和倍頻器後輸出8.4～11.2 GHz 的信號，以100 MHz 步進可調的本振信號，然後經過濾波器和放大器HMC441 得到最終所需的射頻本振；第2 路100 MHz 參考信號通過另一個ADF5355 的鎖相環電路並且再輸出5.4 GHz 的信號
，再經數字衰減器HMC425A 和放大器GVA_83+
，得到所需功率的中頻本振。

 

圖2、本振源結構框圖

 

1.2 環路濾波器設計

 

環路濾波器是鎖相環電路中的重要組成單元，它可以為VCO 提(ti)供(gong)幹(gan)淨(jing)穩(wen)定(ding)的(de)調(tiao)諧(xie)信(xin)號(hao)，維(wei)持(chi)環(huan)路(lu)穩(wen)定(ding)性(xing)，控(kong)製(zhi)環(huan)路(lu)帶(dai)內(nei)外(wai)噪(zao)聲(sheng)
，抑(yi)製(zhi)參(can)考(kao)邊(bian)帶(dai)雜(za)散(san)幹(gan)擾(rao)。環(huan)路(lu)濾(lv)波(bo)器(qi)的(de)重(zhong)要(yao)參(can)數(shu)為(wei)環(huan)路(lu)帶(dai)寬(kuan)和(he)相(xiang)位(wei)裕(yu)度(du)。環(huan)路(lu)帶(dai)寬(kuan)的(de)減(jian)小(xiao)可(ke)以(yi)改(gai)善(shan)雜(za)散(san)的(de)抑(yi)製(zhi)以(yi)及(ji)VCO 近端的相位噪聲，但同時增加鎖定時間，並導致遠端相位噪聲的惡化；而環路帶寬增大則會減少鎖定時間，不過無法保證VCO 近端的雜散和相位噪聲抑製。此外，當環路帶寬為鑒相頻率的1/10 到1/5 時，鎖相環會失鎖[4-5]。

 

綜合環路穩定性
、雜散抑製、相位噪聲、鎖定時間等因素
，最終確定輸出頻率為100 MHz 的鎖相環環路帶寬為30 Hz，同時輸出5.4 GHz 以及8.4～11.2 GHz 的PLL 環路帶寬則為100 kHz。圖3 給出了兩路鎖相環電路中四階濾波器的結構和取值。

 

圖3
、環路濾波器結構

 

1.3 單片機部分設計

 

本設計中采用單片機C8051F320對ADF4002
、2 個ADF5355 芯片以及數控衰減器HMC425A 進行輸出頻率和功率的控製
，其中兩路ADF5355 共用數據傳輸和串行時鍾線。圖4 為單片機控製電路結構圖。

 

圖4、單片機控製電路

 

2
、測試結果與實物圖

 

本設計實現了兩路不同頻率的本振信號輸出
，具有較好的相位噪聲。利用RS 的相位噪聲分析儀分別對兩路輸出信號的相位噪聲進行了測量，結果如圖5
、6 所示。在8.4～11.2 GHz 頻帶內選擇10 GHz 信號的相位噪聲測試結果，參考頻率源為相噪儀自帶的10 MHz。

 

圖5
、ADF5355 輸出5.4 GHz 相位噪聲

 

圖6

、ADF5355 輸出10 GHz 相位噪聲

 

從圖5、6 中可以知道：5.4 GHz 信號輸出功率為12.07 dBm
，10 GHz的信號輸出功率約為13.8 dBm

， 並且兩路ADF5355 鎖相環電路的輸出信號皆具有良好的相位噪聲
，具體結果如表1所示。通過上位機進行頻率控製，利用相噪儀對頻率範圍為8.4~11.2 GHz,步進100 MHz 的本振信號輸出功率進行了測試，結果如圖7 所示。在該頻帶內輸出最大功率為14.57 dBm，最小功率為6.7 dBm。值得注意的是：在該頻帶內信號輸出功率浮動較大
，這主要是由於ADF5355 的輸出功率有8 dBm 的(de)變(bian)化(hua)範(fan)圍(wei)。在(zai)後(hou)續(xu)鏈(lian)路(lu)設(she)計(ji)中(zhong)可(ke)以(yi)結(jie)合(he)數(shu)控(kong)衰(shuai)減(jian)器(qi)來(lai)平(ping)衡(heng)各(ge)個(ge)頻(pin)點(dian)的(de)輸(shu)出(chu)功(gong)率(lv)。此(ci)外(wai)，圖(tu)中(zhong)譜(pu)線(xian)的(de)不(bu)清(qing)晰(xi)主(zhu)要(yao)是(shi)由(you)於(yu)上(shang)位(wei)機(ji)變(bian)換(huan)頻(pin)率(lv)的(de)速(su)度(du)大(da)於(yu)本(ben)振(zhen)信(xin)號(hao)鎖(suo)定(ding)的(de)速(su)度(du)
，在(zai)實(shi)際(ji)應(ying)用(yong)中(zhong)可(ke)以(yi)等(deng)單(dan)個(ge)頻(pin)點(dian)鎖(suo)定(ding)後(hou)，再(zai)進(jin)行(xing)頻(pin)率(lv)切(qie)換(huan)
，以(yi)保(bao)證(zheng)本(ben)振(zhen)信(xin)號(hao)良(liang)好(hao)的(de)性(xing)能(neng)。圖(tu)8 為本振源實物圖。

 

表1
、本振源相位噪聲測試結果

 

圖7、8.4～11.2 GHz 本振信號輸出功率

 

圖8、本振係統實物圖

 

3、結束語

 

文中通過結合3 個鎖相環結構成功實現了參考頻率的提升和2 個不同頻段本振源的輸出
，可同時用於中頻以及射頻模塊
，並且降低了相位噪聲。輸出的兩路本振信號中，一路5.4 GHz 信號功率可調，另一路8.4～11.2 GHz 信xin號hao可ke實shi現xian較jiao寬kuan頻pin帶dai內nei本ben振zhen源yuan的de輸shu出chu。在zai後hou續xu研yan究jiu中zhong，我wo們men可ke以yi通tong過guo功gong分fen模mo塊kuai，配pei合he放fang大da器qi實shi現xian多duo路lu同tong頻pin同tong相xiang的de本ben振zhen信xin號hao的de輸shu出chu以yi滿man足zu大da規gui模moMIMO 係統對於本振的相關需求。

 

參考文獻

 

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[2] 劉兆棟.麵向5G 移動通信係統的本振技術研究[C]//2015 年全國微波毫米波會議論文集.合肥:中國電子學會,2015

[3] 單月忠.基於ADF4351 的頻率源設計與實現[J].無線電通信技術,2014,40(6):85-88

[4] 趙清瀟.基於寬帶多通道微波收發信機的本振源設計與實現[D].青島:山東大學,2015

[5] 褚穎穎.大規模MIMO 係統射頻關鍵技術研究[D].南京:東南大學,2015

[6] 林波.大規模MIMO 外部本振的研究[D].南京:東南大學, 2018

[7] 黃維辰.麵向下一代移動通信係統的多通道射頻收發信機以及頻率源的研究[D].南京:東南大學,2017

[8] BANERJEE D. PLL Performance, Simulation, and Design 5th Edition [M]. USA: National, 2017:3-8

 

作者：胡蒙筠

、周健義，東南大學

 

來源：中興通訊技術

 

 

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