fengzhijianboqi，gumingsiyi
，jiushizaibodongxinhaozhongjianchuzuidafuzhidezhuangzhi。tashiyigenengjiyixinhaofengzhidedianlu，qishuchudianyadedaxiao，yizhizhuisuishuruxinhaodefengzhi，erqiebaochizaishuruxinhaodezuidafengzhi。

 

本文將回顧傳統有源峰值檢波器電路的工作原理，著重闡述限製帶寬的參數和組件；提出消除這些局限性的改進措施並給出比較新電路之性能的仿真結果。

 

 

圖 1 和圖 2 描繪了兩款峰值檢波器實施方案。圖 1 中的電路是傳統的峰值檢波器。圖 2 中zhong的de電dian路lu則ze解jie決jue了le傳chuan統tong峰feng值zhi檢jian波bo器qi的de局ju限xian性xing。該gai討tao論lun將jiang回hui顧gu傳chuan統tong峰feng值zhi檢jian波bo器qi的de工gong作zuo原yuan理li，重zhong點dian闡chan述shu電dian路lu的de局ju限xian性xing
，說shuo明ming改gai進jin型xing電dian路lu怎zen樣yang克ke服fu了le這zhe些xie局ju限xian性xing
，並bing探tan討tao進jin一yi步bu改gai善shan電dian路lu的de方fang法fa（如圖 3 所示）。

圖 1 中的電路用於捕捉輸入電壓 （IN） 的峰值。當 IN 為正時，D1 為反向偏置
，D2 為正向偏置
，而且在反饋電阻器 R2 中沒有電流流動。於是
，輸出電壓 （OUT） 跟蹤輸入電壓 （IN），因為外麵的反饋環路把 U1 的輸入驅動至虛短路 （V+ = V-）。由於 U2 被配置為一個電壓跟隨器
，因此輸出電壓跟蹤電容器 C1 上的電壓。C1 由 U1 的輸出電流通過 D2 充電至該電壓。R1 負責防止 U1 超過其短路輸出電流，並把 U1 與 C1 的電容相隔離，從而避免發生振鈴或甚至振蕩。隻要輸入電壓為正和不斷地增大，這種狀態就會保持。

 

當輸入電壓減小時，圖 1 中的電路改變狀態。D2 在輸入電壓減小時為反向偏置
，因為 U1的輸出 （D2 的正極） 降至低於 D2 的負極電壓 （它等於存儲在 C1 上的前一個峰值電壓）。在該狀態中外麵的反饋環路斷裂

，而且 U1 的輸出試圖對齊到負軌電壓。D1 在該狀態中為正向偏置，並提供至 U1 的局部反饋，U1 把 D2 的正極箝位在比輸入電壓低一個二極管壓降。這種保持狀態將維持到輸入電壓超過電容器電壓（其等於輸出電壓） 為止。D1 箝位縮短了從保持狀態返回跟蹤狀態的轉換時間。

 

速度是圖 1 所示傳統峰值檢波器電路的主要局限。輸出電壓的變化速度不能快於 C1 的充電速度。C1 的充電速度受限於 U1 的短路輸出電流、D2 的正向電壓降、D2 的換向速度以及由 R1 和 C1 形成之時間常數的指數上升。

 

 

圖 2 所示電路的速度和誤差指標好於圖 1 zhongdedianlu。zhexiegaijinshikefulechuantongfengzhijianboqimouxiejuxianxingdejieguo。qingzhuyi
，zhengliuerjiguanbiangengweixiaotejishileixing。zhezhonggaibianjianxiaolezhengxiangdianyajiang，congerzengdaleliuguo C1 的(de)初(chu)始(shi)充(chong)電(dian)電(dian)流(liu)。此(ci)外(wai)，肖(xiao)特(te)基(ji)二(er)極(ji)管(guan)較(jiao)快(kuai)的(de)恢(hui)複(fu)時(shi)間(jian)還(hai)加(jia)快(kuai)了(le)從(cong)跟(gen)蹤(zong)狀(zhuang)態(tai)至(zhi)保(bao)持(chi)狀(zhuang)態(tai)的(de)轉(zhuan)換(huan)速(su)度(du)。而(er)且(qie)，肖(xiao)特(te)基(ji)二(er)極(ji)管(guan)較(jiao)低(di)的(de)反(fan)向(xiang)恢(hui)複(fu)電(dian)荷(he)減(jian)少(shao)了(le) C1 上的消隱脈衝電平誤差。

雖然肖特二極管上的電壓降較低，但是它直接轉化為輸出，因為沒有外麵的反饋環路對它實施補償，而圖 1 所示的傳統電路中有這樣的環路。該電路通過利用 U1 的(de)局(ju)部(bu)反(fan)饋(kui)環(huan)路(lu)中(zhong)的(de)一(yi)個(ge)匹(pi)配(pei)肖(xiao)特(te)基(ji)二(er)極(ji)管(guan)對(dui)它(ta)進(jin)行(xing)平(ping)衡(heng)以(yi)補(bu)償(chang)該(gai)二(er)極(ji)管(guan)壓(ya)降(jiang)。如(ru)果(guo)對(dui)匹(pi)配(pei)的(de)二(er)極(ji)管(guan)施(shi)加(jia)了(le)相(xiang)似(si)的(de)偏(pian)置(zhi)


，則(ze)兩(liang)個(ge)二(er)極(ji)管(guan)的(de)壓(ya)降(jiang)將(jiang)大(da)部(bu)分(fen)抵(di)消(xiao)。R2 設定 D1 中的偏置電流，這將使得 D1 的壓降能夠抵消 D2 的壓降，並最大限度地減小該誤差。

 

R5 和 R6 形成了一個降低輸入電壓之電平的阻性分壓器。D3 把輸入電壓箝位在比 0V 低一個二極管壓降，這就讓出了負電源軌的 U1 和 U2。

 

LTC®6244 是一款雙路高速、單位增益穩定的 CMOS 運算放大器，具有 50MHz 的增益帶寬、 40V/µs 的轉換速率、1pA 的輸入偏置電流
、低輸入電容和軌至軌輸出擺幅。0.1Hz 至 10Hz 噪聲僅為 1.5µVP-P，而且，1kHz 噪聲保證低於 12nV/√Hz。這種卓越的 AC 和噪聲性能與寬電源操作範圍

、僅 100µV 的最大失調電壓以及僅 2.5µV/ºC 的失調漂移相結合，使其適合在該應用中使用。

 

 

圖 3 中的電路利用了圖 2 所示改進型峰值檢波器的方法，並增設了一個電流提升器以增加 C1 的充電電流。電流提升的峰值檢波器用匹配的 NPN雙極結型晶體管 （BJT） 取代了匹配二極管。該電路的工作方式與圖 2 中的電路完全相同，但是它對 C1 充電的速度則大幅度地加快了。

該拓撲給肖特基二極管方法提供了一些替代方案。C1 充電電流增大的倍數等於共集電極 BJT 配置的電流增益。此外
，該拓撲還給 C1 提出了一個較低的源阻抗。R3 不再需要，因為發射極跟隨器具有大於 U2 的電流供應能力。因此，充電時間常數幾乎被免除了。圖 3 中電路的速度受限於 U2 的帶寬和發射極跟隨器的單位增益頻率 （fT） 當中較小的那個。Q1 的基極-發射機結的電壓降可采用與圖 2 中 D2 和 D3 平衡相同的方式由 Q2 的基極-發射極結抵消。

 

 

編者認為圖3所(suo)示(shi)的(de)電(dian)流(liu)提(ti)升(sheng)型(xing)峰(feng)值(zhi)檢(jian)波(bo)器(qi)的(de)改(gai)進(jin)並(bing)非(fei)沒(mei)有(you)代(dai)價(jia)。然(ran)而(er)
，對(dui)於(yu)那(na)些(xie)速(su)度(du)和(he)精(jing)度(du)十(shi)分(fen)要(yao)緊(jin)的(de)應(ying)用(yong)來(lai)說(shuo)
，為(wei)了(le)實(shi)現(xian)這(zhe)些(xie)電(dian)路(lu)改(gai)進(jin)而(er)增(zeng)加(jia)功(gong)率(lv)耗(hao)散(san)、組件數目和複雜性可能是很值得的。