目前
，功率因數校正一直在朝著效率高﹑結構簡單﹑控製容易實現﹑減小EMI等方向發展
，所以無橋Boost PFC電路作為一種提高效率的有效方式越來越受到人們的關注。

 

無橋Boost PFC電路省略了傳統Boost PFC電路的整流橋，在任一時刻都比傳統Boost PFC電路少導通一個二極管，所以降低了導通損耗
，效率得到很大提高
，本文就常見的幾種無橋Boost PFC電路進行了對比分析
，並且對兩種比較有代表性的無橋電路進行了實驗驗證和EMI測試分析。

 

 

電磁幹擾（EMI）可分為傳導幹擾和輻射幹擾兩種，當開關變換器電路的諧波電平在高頻段（頻率範圍30 MHz以上）時，表現為輻射幹擾
，而當開關變換器電路的諧波電平在低頻段（頻率範圍0.15～30 MHz）表現為傳導幹擾，所以開關變換器電路中主要是傳導幹擾。傳導幹擾電流按照其流動路徑可以分為兩類：一類是差模幹擾電流
，另一類是共模幹擾電流。

 

以圖1所示的Boost電路為例對開關變換器電路的EMI進行分析，該電路整流時產生的脈動電流給電路係統引入了大量的諧波

，雖然在整流輸出側有一個電解電容C能(neng)濾(lv)除(chu)一(yi)些(xie)諧(xie)波(bo)
，但(dan)是(shi)由(you)於(yu)電(dian)解(jie)電(dian)容(rong)有(you)較(jiao)大(da)的(de)等(deng)效(xiao)串(chuan)聯(lian)電(dian)感(gan)和(he)等(deng)效(xiao)串(chuan)聯(lian)電(dian)阻(zu)，所(suo)以(yi)電(dian)解(jie)電(dian)容(rong)不(bu)可(ke)能(neng)完(wan)全(quan)吸(xi)收(shou)這(zhe)些(xie)諧(xie)波(bo)電(dian)流(liu)，有(you)相(xiang)當(dang)一(yi)部(bu)分(fen)諧(xie)波(bo)電(dian)流(liu)要(yao)與(yu)電(dian)解(jie)電(dian)容(rong)的(de)等(deng)效(xiao)串(chuan)聯(lian)電(dian)感(gan)和(he)等(deng)效(xiao)串(chuan)聯(lian)電(dian)阻(zu)相(xiang)互(hu)作(zuo)用(yong)，形(xing)成(cheng)差(cha)模(mo)電(dian)流(liu)Idm返回交流電源側，差模電流的傳播路徑如圖1中帶箭頭的實線所示。開關管的高頻通斷產生很高的dv/dt，它與功率管和散熱器之間的寄生電容Cp相互作用形成共模電流Icm，此共模電流通過散熱器到達地，地線的共模電流又通過寄生電容Cg1和Cg2耦合到交流側的相線和中線
，從而形成共模電流回路

，共模電流的傳播路徑如圖1中帶箭頭的虛線所示。

 

　　

 

在主電路參數完全相同的情況下，各種常見無橋Boost PFCdianluzhongxingchengdechamodianliushixiangtongde。erbutongdeshiyinkaiguanguandeweizhiyijierjiguanjiarudengyuanyinzaochengdegongmodianliu。suoyibenwenzhuyaofenxidedeshigezhongdianlujiegouzhonggongmoganraodeqingkuang，gediandejishengdianrongdaxiaoyigediandaoshurucelingxianzhijiandedianweibianhuadaxiaohepinlvbianhuakuaimanlaidaitifenxi。

 

 

最基本的無橋PFC主電路結構如圖2所示，由兩個快恢複二極管（D1、D2）
、兩個開關管（S1、S2）電感（L1、L2）等組成。開關管S1和S2的驅動信號相同
，兩管同時導通和關斷。對於工頻交流輸入的正負半周期而言，無橋Boost PFC電路可以等效為兩個電源電壓相反的Boost PFC電路的組合，一組為由電感L1和L2
，開關管S1
，D1及開關管S2的體二極管組成
，它的導通模態如圖3a所示；另一組為由電感L1和L2，開關管S2，D2及開關管S1的體二極管組成
，它的導通模態如圖3b所示。從圖3可以看出它在任一時刻隻有兩個半導體器件導通，比傳統帶整流橋的PFC電路少導通一個二極管，因此降低了導通損耗，效率得到提高。但是它的缺點是電感電流采樣困難
，由圖3可知，本電路結構不能在一條回路上得到極性一致的電流采樣，所以需要構建複雜的電感電流檢測電路［4］。另外，此電路的最大問題是共模幹擾大


，對圖2中的各點與輸入零線之間電位進行分析可得出圖4所示的波形，其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。從圖4中可以看出母線U-側﹑A點﹑B點與電源的側之間電位隨開關頻率而浮動［5］
，所以會在以上各點與輸入電源地之間出現大的寄生電容，共模幹擾比較嚴重
，EMI問題較為突出。

 

　　

 

　　

　　

因為EMI較大等問題，在圖2的基礎上不斷提出了新的無橋Boost PFC電路結構，它們均在保持導通損耗低﹑效率高的優點的同時在電感電流采樣﹑EMI抑製等方麵有了改進。

 

圖5就是在圖2基礎上提出的新的無橋結構，其中D1和D2為快恢複二極管。它的導通路徑與圖2相似，在任一時刻隻有兩個半導體器件導通，但它新增加了兩個普通二極管D3和D4
，在輸入電源正半周期，電源N側與母線U-側經過二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源N側與母線U-側經過二極管D3直接連接，改善了圖2結構中VU-—N隨開關頻率有很大波動的情況。圖6是圖5的另一種表示方式，其電路結構完全相同。對圖6中的各點與電源N側之間電位進行分析可得出圖7所示的波形。其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出隻有A點與電源N側(ce)之(zhi)間(jian)電(dian)位(wei)隨(sui)開(kai)關(guan)頻(pin)率(lv)有(you)波(bo)動(dong)，因(yin)此(ci)共(gong)模(mo)幹(gan)擾(rao)可(ke)以(yi)大(da)大(da)減(jian)小(xiao)。但(dan)它(ta)們(men)的(de)缺(que)點(dian)是(shi)兩(liang)個(ge)開(kai)關(guan)管(guan)的(de)柵(zha)極(ji)電(dian)位(wei)不(bu)同(tong)，所(suo)以(yi)必(bi)須(xu)隔(ge)離(li)驅(qu)動(dong)，在(zai)驅(qu)動(dong)電(dian)路(lu)設(she)計(ji)上(shang)稍(shao)顯(xian)複(fu)雜(za)。而(er)且(qie)電(dian)感(gan)電(dian)流(liu)采(cai)樣(yang)方(fang)麵(mian)與(yu)圖(tu)2一樣需要複雜的檢測電路。

 

　

 

　

 

　

 

圖8是在圖2基礎上的一種改進電路［6］
，S1和S2采用不帶體二極管的IGBT，D3代替S1體二極管，D4代替S2體二極管
，並且把二極管陰極連接到電感之前，它的導通路徑與圖2基本一致，區別在於每個正負周期內電流隻流過一個電感，在圖2中電流流過體二極管時，在本結構中流過的是D3或者D4。這樣做的好處是隻要在D3與D4和S1與S2之間加一采樣電阻可以方便進行電感電流采樣，可大大減化電感電流檢測電路。

 

本結構把D3和D4的陰極連接到電感之前，不僅使電感電流采樣變的簡單，而且也使EMI大大減小，分析本電路可知，在輸入電源正半周期

，電源N側與母線U-側經過二極管D4直接連接
，在輸入電源負半周期，電源L側與母線U-側經過二極管D3直接連接，改善了圖2結構中VU-—N隨開關頻率有很大波動的情況。對圖8中的各點與電源N側之間電位進行分析可得出圖9所示的波形。其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出共模幹擾可以大大減小。但缺點是它在每半個周期都隻流通一個電感，電感量增大
，電感利用率不高。

 

　　

 

　

 

圖10為另一種比較少用的無橋結構。它與圖8導通路徑大致相同
，在輸入電壓正半周期流通電感L1
，負半周期流通電感L2，同樣有電感量大等缺點。區別是D3和D4直接與輸入電源N側相連
，使得在輸入電壓正半周期
，電源N側與母線U-側經過二極管D4直接連接
，在輸入電源負半周期，電源N側與母線U+側經過二極管D3直接連接，使EMI幹擾小，可以從圖11中得到驗證。圖11是對圖10中的各點與輸入零線之間電位進行分析。其中Vbus為輸出直流母線電壓
，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出共模幹擾可以大大減小。但缺點與圖5電路結構一樣
，電感電流采樣複雜，兩個開關管驅動需要隔離，需要構建複雜的驅動電路。

 

　　

 

　

 

圖12是在圖2基礎上的一種演變，也稱之為圖騰式無橋結構
，它的導通路徑與圖2一致，它的電路結構與圖10相似
，都使輸入電源N側經過D1和D2 與母線U-側或母線U+側直接相連，從圖13可以看出共模幹擾比圖4要小很多。而且與圖10電路相比優點是所用器件少，在EMI幹擾基本相同的情況下
，比圖10結構少用了兩個二極管


，可降低成本。但此電路結構一般使用在斷續模式（DCM）和臨界導通模式（CRM）下，對其結構進行分析可知
，兩隻開關管的體二極管起到了與傳統Boost PFC中快恢複二極管相似的作用。但是開關管體二極管的反向恢複時間目前最快也隻能達到100 ns，相比於快恢複二極管的幾十甚至十幾納秒（ns）
，差(cha)距(ju)十(shi)分(fen)明(ming)顯(xian)。因(yin)此(ci)，假(jia)如(ru)此(ci)電(dian)路(lu)用(yong)於(yu)連(lian)續(xu)電(dian)流(liu)模(mo)式(shi)，其(qi)反(fan)向(xiang)恢(hui)複(fu)損(sun)耗(hao)將(jiang)會(hui)非(fei)常(chang)嚴(yan)重(zhong)
，效(xiao)率(lv)的(de)提(ti)高(gao)也(ye)必(bi)然(ran)有(you)限(xian)。而(er)假(jia)如(ru)工(gong)作(zuo)於(yu)臨(lin)界(jie)電(dian)流(liu)模(mo)式(shi)下(xia)，由(you)於(yu)沒(mei)有(you)反(fan)向(xiang)恢(hui)複(fu)問(wen)題(ti)，則(ze)能(neng)發(fa)揮(hui)該(gai)拓(tuo)撲(pu)的(de)最(zui)大(da)優(you)勢(shi)。在(zai)電(dian)感(gan)電(dian)流(liu)檢(jian)測(ce)上(shang)，本(ben)結(jie)構(gou)與(yu)圖(tu)2一(yi)樣(yang)采(cai)樣(yang)電(dian)路(lu)比(bi)較(jiao)複(fu)雜(za)。而(er)且(qie)此(ci)電(dian)路(lu)中(zhong)要(yao)求(qiu)兩(liang)個(ge)開(kai)關(guan)管(guan)分(fen)別(bie)驅(qu)動(dong)
，並(bing)且(qie)需(xu)要(yao)判(pan)斷(duan)正(zheng)負(fu)周(zhou)期(qi)，還(hai)要(yao)搭(da)建(jian)過(guo)零(ling)點(dian)檢(jian)測(ce)電(dian)路(lu)。另(ling)外(wai)
，兩(liang)個(ge)開(kai)關(guan)管(guan)柵(zha)極(ji)電(dian)位(wei)不(bu)同(tong)，必(bi)須(xu)隔(ge)離(li)驅(qu)動(dong)，所(suo)以(yi)驅(qu)動(dong)電(dian)路(lu)也(ye)比(bi)較(jiao)複(fu)雜(za)。

 

　　

 

 

本文分別以圖2和圖8為主電路結構設計了試驗樣機，兩主電路的各項參數相同
，PCB布線相似
，控製芯片都采用IR1150，原理圖分別如圖14和圖15所示。對兩種電路在220 V輸入1 000 W輸出的條件下進行了EMI測試。圖16為圖14的EMI測試圖

，從圖中可以看出在中頻段很大區間內
，所設計電路的EMI超過Class C峰值標準。

 

　

 

　　

 

　

 

圖17為圖15的EMI測試圖，從圖中可以看出采用這種主電路結構時，其EMI測試波形在大部分頻段內都低於EMI測試標準，隻在高頻段一小區間內超標，通過合理設計EMI濾波器可以解決這個問題。因此本電路結構對EMI抑製有良好效果。

 

　

 

 

文就常見的幾種無橋Boost PFC電路的導通路徑﹑EMI幹擾等進行了對比分析，並以兩種比較有特色的無橋Boost PFC拓撲結構為主電路設計了實驗樣機，對兩種電路的EMI進行了實際測量。總結出了一種導通損耗低
、EMI幹擾小的拓撲結構。