【導讀】在本係列文章的第一至第四部分中[1-4]
，我們從硬件角度分享並廣泛介紹了25 kW電動汽車充電樁的開發。圖1代表到目前為止所討論的係統。

圖1.25kW電動汽車直流充電樁的高級框圖。

第五部分則將從另一個維度深入探討充電樁設計，我們將針對此類係統的控製策略和算法實現進行探討，並提供實用見解。

我(wo)們(men)的(de)目(mu)的(de)不(bu)是(shi)討(tao)論(lun)控(kong)製(zhi)理(li)論(lun)，而(er)是(shi)提(ti)供(gong)第(di)一(yi)手(shou)詳(xiang)細(xi)信(xin)息(xi)，介(jie)紹(shao)開(kai)發(fa)團(tuan)隊(dui)所(suo)采(cai)取(qu)的(de)控(kong)製(zhi)硬(ying)件(jian)和(he)軟(ruan)件(jian)開(kai)發(fa)的(de)有(you)益(yi)方(fang)法(fa)
，幫(bang)助(zhu)加(jia)快(kuai)固(gu)件(jian)開(kai)發(fa)和(he)驗(yan)證(zheng)過(guo)程(cheng)。這(zhe)些(xie)信(xin)息(xi)既(ji)適(shi)用(yong)於(yu)ARM控製器上的狀態機
，也適用於FPGA上的主控製算法，我們稍後會詳細介紹。

同tong時shi
，此ci處chu描miao述shu的de特te定ding開kai發fa過guo程cheng可ke確que保bao最zui大da限xian度du地di減jian少shao錯cuo誤wu
，並bing能neng及ji早zao發fa現xian錯cuo誤wu
，甚shen至zhi可ke在zai提ti供gong或huo設she計ji原yuan型xing硬ying件jian之zhi前qian。在zai以yi下xia章zhang節jie中zhong
，我wo們men將jiang介jie紹shao實shi現xian這zhe種zhong方fang法fa的de步bu驟zhou和he工gong具ju(MathWorks和Xilinx)、功率因數校正(PFC)的狀態機和算法模塊
，以及DAB轉換器的主算法模塊。

控製策略的開發過程

PFC控製軟件的總體架構如圖2所示。該設計的核心是Xilinx的Zynq 7000 SoC
，它包含ARM內核和FPGA內核。Zynq 7000安裝在通用控製器板(UCB)上，該板還包含外設、ADC、多個存儲器板以及SoC和其他元件所需的電源樹。[5]

首先
，ARM內核運行狀態機(固件中的高級例程)以及其他輔助任務，包括通信協議、保護功能等。其次，FPGA充當主控製算法的提供者，運行驅動轉換器的控製環路，根據需要處理電源
，實現AC-DC轉換、PFC並將電壓升壓至所需的直流鏈路電平。因此，FPGA上的“主算法”是狀態機一個特定狀態，可稱之為穩態。DAB轉換器在ARM內核和FPGA之間采用相同的任務分配方式。

圖2.25 kW PFC轉換器控製架構概覽。任務在UCB上的XilinxZynq 7000的FPGA和ARM MCU之間的分配示意圖。DAB轉換器的控製架構概覽與此相同。

利用基於模型的測試來揭示控製係統中的錯誤

圖3說明了在整個項目開發鏈中出現錯誤和檢測到錯誤的典型分布情況。可以看到
，大多數錯誤是在初期的製定規格和設計階段引入的；但是，它們大多直到測試後期才被發現。

圖3.引入的錯誤與檢測到的錯誤。(資料來源：CliveMaxfield和KuhooGoyal的著作，《EDA：電子學的起點》。)

為了解決圖3中(zhong)呈(cheng)現(xian)的(de)現(xian)象(xiang)
，我(wo)們(men)采(cai)用(yong)了(le)一(yi)個(ge)開(kai)發(fa)過(guo)程(cheng)
，其(qi)目(mu)的(de)是(shi)在(zai)開(kai)發(fa)的(de)早(zao)期(qi)階(jie)段(duan)檢(jian)測(ce)到(dao)大(da)部(bu)分(fen)這(zhe)些(xie)錯(cuo)誤(wu)。如(ru)果(guo)實(shi)施(shi)得(de)當(dang)

，從(cong)項(xiang)目(mu)資(zi)源(yuan)和(he)時(shi)間(jian)表(biao)的(de)角(jiao)度(du)來(lai)看(kan)，這(zhe)種(zhong)方(fang)法(fa)會(hui)帶(dai)來(lai)一(yi)些(xie)優(you)勢(shi)

，包(bao)括(kuo)：

●    最大限度地降低額外所需硬件迭代的風險。

●    在硬件準備就緒之前，可在很大程度上優化控製係統和轉換器性能。

●    加速硬件評估階段
，最大限度地減少必需對硬件進行的調整。在原型板生產期間
，已經執行了大量工作。

為此，安森美(onsemi)固件和控製工程師采取基於模型的測試方法，該方法充分利用了MATLAB工具和生態係統[6]。該方法的成功實施取決於四大關鍵支柱
，開發人員需要解決以下問題：

●    代表性模型，需確保在可行仿真時間內
，仿真係統響應與實際係統響應高度匹配。對於PFC電源仿真，在模型精度和仿真時間之間采取了如第三部分所述的類似折衷。

●    在我們的仿真過程和仿真模型中編譯和驗證我們的固件C代碼(狀態機)。因此，驗證發生在仿真階段，而不是硬件評估階段。

●    FPGAIP內核可從經過驗證的模型中自動合成生成。這消除了手動編碼錯誤
，並支持高級優化以最小化FPGA內核麵積，同時滿足時序約束。

為了加速這些特性的實現，我們充分利用了以下工具的優點(如表1所示)。

表1：安森美工程團隊使用的開發和仿真工具，用於開發
、仿真、部署和測試25 kW快速直流電動汽車充電樁設計的固件。

一步一個腳印。如何開發仿真模型？

圖4描繪了固件開發和執行過程的簡化流程圖，按表2中總結的三個主要階段進行劃分。在本文中，隻深入討論仿真模型開發
，這是最重要的一個階段。

圖4.25 kW快速直流充電樁固件開發流程圖。

表2：固件開發過程的各個階段。

仿真模型開發階段包括開發用於驗證係統控製算法的仿真模型(或仿真模塊)。本項目中包含的最重要的模塊是：

●    將在ARM內核上運行的C代碼(狀態機)，通過S函數塊導入以用於仿真

●    轉換器的控製算法(控製環路)

●    電源轉換器，用於對硬件進行建模

●    硬件接口
，用於對硬件中的ADC電路進行建模

●    設備模塊、用於PFC的交流設備和用於DAB的直流設備。

在此開發階段，我們使用“輕”模型(不含改進細節的代表性模型)，這使我們能夠在各種條件(電網阻抗、電流命令——取決於輸出功率水平的變化——以及其他條件)下運行多種情況/changjing
，yanzhengkongzhiqiduixuduobutongchangjingdexiangying。yinci，zaicijieduanyingbimianshiyongkaiguanmoxing，yinweizhexiemoxingbaohanfeichangduodexijie
，yunxingmoxingxuyaohuafeidaliangshijian——我們在本係列文章第三部分的電源仿真中對此已經有所了解。

我們使用平均開關等效模型[7]作為替代方案，該模型允許使用FPGAIP內核構建仿真模塊。同時
，我們保留了硬件的所有重要/有影響的特性，以確保仿真的完整性，例如轉換器壓降效應、噪聲測量、PWM傳輸和模數延遲等。

使用MATLAB生成IP的步驟

本章節進入到詳情部分
，將介紹實現特定仿真模型的關鍵步驟以及如何充分利用MATLAB環境所提供的功能。圖5顯示了具有表1中介紹的元件的通用電能轉換係統的簡化表示。

圖5.通用電能轉換係統的簡化表示(並非特指25 kW直流充電樁)。

“電源轉換器”是模型的核心元件(我們的硬件代表)
，“控製器”是相關的主算法模塊，也是我們正在開發和評估的算法模塊。最終
，通過使用MATLAB仿真生態係統提供的自動化工具
，該算法模塊將轉換成FPGAIP內核本身。

我們的團隊在模型開發階段使用了一係列的六個步驟，貫穿至最終的IP生成。這些步驟的概覽參見圖6中的簡化流程圖，其簡要說明如下文所示。

●-步驟1：我(wo)們(men)采(cai)用(yong)雙(shuang)精(jing)度(du)浮(fu)點(dian)開(kai)發(fa)模(mo)型(xing)，而(er)電(dian)源(yuan)轉(zhuan)換(huan)器(qi)則(ze)使(shi)用(yong)平(ping)均(jun)模(mo)型(xing)。如(ru)上(shang)一(yi)章(zhang)節(jie)所(suo)述(shu)
，在(zai)此(ci)階(jie)段(duan)
，開(kai)發(fa)的(de)模(mo)型(xing)起(qi)著(zhe)重(zhong)要(yao)作(zuo)用(yong)，既(ji)要(yao)盡(jin)可(ke)能(neng)輕(qing)以(yi)允(yun)許(xu)合(he)理(li)的(de)仿(fang)真(zhen)運(yun)行(xing)時(shi)間(jian)，又(you)要(yao)足(zu)夠(gou)準(zhun)確(que)以(yi)反(fan)映(ying)係(xi)統(tong)的(de)實(shi)際(ji)行(xing)為(wei)。

●-步驟2：我們使用MATLAB提供的自動化工具來生成係統的定點等效模型。此任務采用的工具是MATLABFixedPointDesigner。

●-步驟3：將雙精度變換為定點精度後，運行一次驗證仿真，以確保定點轉換不會影響係統的工作行為。

●-步驟4：驗證後，加入要在UCB控製器的ARM內核中運行的狀態機。允許在Simulink模型中模擬手寫C代碼的工具是Shanshu。cishi
，womenyinggainenggouzaihelidefangzhenyunxingshijianneizhenduiduozhongqingkuanghegezhongtiaojianceshikongzhiqi。zaizhegeguochengzhong，kenenghuifashenggezhongzhongyaodezirenwu。liru，bilijifenkongzhiqizengyideyanzheng、控製器負載階躍響應的評估
、狀態機的過電流反應以及錯誤處理等。

●-步驟5：在生成FPGAIP內核之前，我們強烈建議針對選定的情況/場chang景jing運yun行xing一yi些xie仿fang真zhen
，將jiang轉zhuan換huan器qi的de平ping均jun模mo型xing替ti換huan為wei開kai關guan模mo型xing。這zhe個ge過guo程cheng相xiang當dang耗hao時shi，應ying對dui極ji少shao數shu的de仿fang真zhen情qing況kuang進jin行xing重zhong複fu。然ran而er，重zhong要yao的de是shi要yao確que保bao控kong製zhi器qi免mian受shou轉zhuan換huan器qi開kai關guan行xing為wei所suo引yin入ru的de非fei線xian性xing的de影ying響xiang。

●-步驟6：對所開發的算法有足夠的信心後
，我們現在可以使用自動化工具生成FPGAIP內核。這個過程顯著減少了編程錯誤
，實現了麵積優化的可合成式RTL，並且滿足時序約束。

圖6.仿真模型開發階段的六步驟流程圖。為了便於表示
，該流程圖中省略了圖5中的“外設”模塊。它所在的位置以及與其他模塊的連接與圖5中的相同。

PFC控製策略：狀態機和控製環路

本章節將詳細介紹PFC的控製策略，包括狀態機以及控製算法(控製環路)。狀態機在UCB的ARM內核上運行
，控製算法在狀態機的“直流總線VOLTAGE_CONTROL”狀態下運行
，並在FPGA芯片上實現。

在接下來的章節中，我們將提供有關狀態機和算法功能的更多詳細信息。圖7提供了PFC狀態機概覽，其中“直流總線VOLTAGE_CONTROL”狀態以綠色突出顯示
，在此狀態下控製環路和FPGA將接管控製並運行主算法功能。

圖7.PFC轉換器狀態機概覽。

當向充電樁的輸入連接器提供50 Hz的三相電壓時
，由於PFC拓撲的性質，輸出總線電容電壓會升高。由於每個MOSFET上都存在寄生續流二極管，帶有MOSFET的無橋PFC保證了從輸入到輸出的電流路徑。

當MOSFET全部關斷時
，電路板簡化為三相二極管橋。整流後的輸入交流電壓將根據電源電壓幅度和MOSFET體ti二er極ji管guan的de正zheng向xiang電dian壓ya
，被bei設she置zhi為wei定ding義yi的de電dian平ping。然ran而er，期qi望wang在zai輸shu入ru端duan至zhi少shao提ti供gong一yi個ge最zui小xiao交jiao流liu電dian壓ya。因yin此ci
，兩liang個ge不bu同tong線xian路lu上shang的de電dian阻zu用yong作zuo浪lang湧yong電dian流liu限xian製zhi器qi。

一旦總線電壓達到230 V，主輔助電源開始工作。該電源與一係列DC-DC穩壓器一起
，生成為數字和模擬電路供電所需的其他電壓電平。有關PFC功能的更多詳細信息，請參閱安森美AND9957/D車載充電樁PFC轉換器應用筆記[8]
，其中的實施策略與此25 kW直流充電樁項目相同。

ARM內核上的PFC狀態機實現

如上所述，PFC的狀態機在UCB的ARM內核上運行。其順序從圖7中所示的IDLE模塊開始，然後進入ADC通(tong)道(dao)中(zhong)的(de)偏(pian)移(yi)電(dian)壓(ya)驗(yan)證(zheng)和(he)輸(shu)入(ru)電(dian)壓(ya)監(jian)控(kong)和(he)檢(jian)測(ce)。這(zhe)些(xie)用(yong)於(yu)確(que)定(ding)三(san)個(ge)電(dian)壓(ya)的(de)頻(pin)率(lv)和(he)相(xiang)位(wei)角(jiao)。該(gai)相(xiang)位(wei)角(jiao)將(jiang)作(zuo)為(wei)係(xi)統(tong)實(shi)現(xian)功(gong)率(lv)因(yin)數(shu)校(xiao)正(zheng)的(de)基(ji)準(zhun)。

當直流總線電壓達到平坦穩定狀態時，PFC控製器向繼電器發送指令，旁路浪湧電阻並允許輸出總線電壓進一步升高。但是，電壓增量將低於整流後的輸入電壓幅度√6∙VPHrms。PFC控製器將等到總線電壓再次平坦，以便開始控製總線電壓
，達到800 V的目標值。不會一步達到目標值，它跟隨一個平滑的斜坡發生器
，使總線電壓值按照參數化的斜坡上升到最終的800 V。

PFC隻實現了一種硬件保護，利用NCD57000DWR2G柵極驅動器的DESAT功能防止過電流事件。但是
，DESAT硬件保護可以與軟件保護相結合，生成到NAND門的單端輸入，從而為PWM生成提供硬件停止。

隻能通過GUI發送的複位命令或通過斷電/上電序列來複位故障條件，這兩種方式分別代表硬件/軟件複位。有關PFC功能的更多詳細信息

，請參見參考文獻8
，它所描述的實施策略與此25 kW直流充電樁項目相同。

FPGA上的PFC主算法和控製環路

圖8說明了作為完整仿真模型一部分的PFC控製模塊。PFC算法使用七個輸入和三個輸出(概述參見表3)。zuoweibenxiangmudeyibufen
，womenjiangyunxingheceshibutongdetiaozhicelve

，yipinggunayizhongcelvenengzaixiaolvhexieboshizhenfangmianchanshenggenghaodejieguo。gaikongzhicelveyucankaowenxian8中描述的策略相同。

圖8.PFC控製算法的高級框圖。

表3：PFC控製算法的輸入和輸出參數。

圖9作為更深入的研究，詳細顯示了構成PFC算法的模塊和關係。VLINE電壓用於確定交流電壓相量的實際位置。然後，使用角度θ將電流相位延遲調節到0°，這是PFC的主要目標。電壓位置用於通過克拉克和帕克變換，從靜止ABC係統參考轉換到旋轉DQ坐標係(對於PFC，D軸表示相電壓相量的幅值)。

由於角度θ已知，所有電量都可以在DQ係統中表示；這種簡化操作確保能夠使用簡單的比例積分(PI)調節器。PI的增益調整取決於待調節設備的傳遞函數。當可提供一個常數作為參考量時，PI調節器確實可以有效地將誤差調節為零，但這些調節器不能調節交流參考量。

圖9.PFC控製算法的詳細框圖。

在任何情況下，PI調節器都需要某種校準，以確保適當的係統穩定性。通常期望電流環路(內部)的響應較快，外部環路(電壓)的響應較慢。此時值得注意的是，電流控製環路與PWM同步運行。同步程序確保ADC外設可在PWM載波的準確時間實例中被觸發
，以確保在測量的電流量中自然濾除開關紋波。

需補充說明的是，由於存在固有的ADC測量延遲
，PWM頻率並不完全獨立於控製頻率，該延遲應當足夠小，以保證在開關周期內及時執行PFC算法。由於FPGAPFC控製器的延遲非常低


，約為150納秒，因此PWM頻率的主要限製因素是ADC采樣和轉換時間。一旦有了ADC的數量，控製實現就很簡單了。

已使用MATLAB對PFC的主要功能進行了廣泛的測試，如“使用MATLAB生成IP的步驟”章節中所述。使用的Simulink主模型如圖10所示(該模型中唯一缺少的部分是用於測試固件狀態機的S函數)。圖中對所使用的模塊進行了解釋。

請注意
，這一級的模型主要由Simulink模塊組成，包括三相電源轉換器的平均模型。PFC的電網和互連濾波器利用

SimscapeElectrical庫中的模型，而直流負載和電容(直流裝置)的建模則是通過LaplaceSimulink模塊的幫助。該模型很輕
，可使用傳統的筆記本電腦支持合理的仿真時間，實現0.1秒的仿真隻需不到1分鍾的時間。

圖10.主PFC控製器Simulink模型。直流設備模塊(簡單的電阻和電容)用作測試PFC算法功能的負載，並不代表實際DAB轉換器的模型。

DAB轉換器控製策略和磁通平衡技術

DAB轉換器控製策略的實施遵循與PFC類似的過程。在本章節中，我們將討論轉換器的控製算法以及磁通平衡技術。在撰寫本文時，需要重新設計轉換器的Simulik模型
，以便為HDL編碼器做好準備

，並且DAB的平均模型尚未最終確定(我們尚處於圖4的步驟6中)。

從控製算法開始
，在可用控製技術中
，最著名的技術可能是固定頻率相移技術。圖11顯示了這些技術的分類，其中單相移(SPS)是(shi)最(zui)簡(jian)單(dan)的(de)一(yi)種(zhong)。事(shi)實(shi)上(shang)，控(kong)製(zhi)器(qi)的(de)簡(jian)單(dan)性(xing)正(zheng)是(shi)該(gai)技(ji)術(shu)的(de)主(zhu)要(yao)優(you)點(dian)，但(dan)其(qi)代(dai)價(jia)是(shi)轉(zhuan)換(huan)器(qi)中(zhong)電(dian)流(liu)循(xun)環(huan)的(de)增(zeng)加(jia)

，以(yi)及(ji)在(zai)更(geng)嚴(yan)格(ge)的(de)工(gong)作(zuo)範(fan)圍(wei)內(nei)才(cai)可(ke)能(neng)實(shi)現(xian)零(ling)電(dian)壓(ya)開(kai)關(guan)(ZVS)。這兩個缺點肯定會影響係統的效率。

基於SPS的兩種替代方案是擴展相移(EPS)和雙相移(DPS)技術，它們能夠更有效地利用轉換器
，減少了循環電流並擴展了ZVS的工作範圍。但這些改進的代價是係統需要添加額外控製
，增加了複雜性。

最後，三重相移(TPS)技術是SPS
、EPS和DPS的統一版本。從這個角度來看，SPS、EPS和DPS都可以從TPS派生得到
，可以視為TPS的特例或子情況。圖12-14分別說明了SPS
、EPS和DPS的工作原理。

圖11.不同相移技術的分類。三重相移(TPS)是其他技術的統一版本，其中的每一種技術都可以視為TPS的子情況。

圖12.單相移(SPS)技術。(資料來源：“用於高頻鏈路功率轉換係統的雙有源橋隔離型雙向DC-DC轉換器概述”[9])

圖13.雙相移(DPS)技術。(資料來源：“用於高頻鏈路功率轉換係統的雙有源橋隔離型雙向DC-DC轉換器概述”[9])

圖14.擴展相移(EPS)技術。(資料來源：“用於高頻鏈路功率轉換係統的雙有源橋隔離型雙向DC-DC轉換器概述”[9])

在本係列文章的第四部分中
，我們注意到，DAB轉換器的電源仿真是使用SPS進行的。稍後，我們將在硬件原型上測試更先進的技術，並評估每種技術將帶來的優勢。

最重要的可能改進將是轉換器效率提升。此外
，還有可能降低變壓器中的勵磁峰值電流(IM)，這將允許使用更緊湊的變壓器和電感。

控製算法和通量平衡模型模塊

DAB的控製原理如圖15所示。控製器的目標是為電池生成所需的輸出電壓或電流。

圖15.DAB控製算法的框圖。變壓器磁通平衡算法也包含在其中。

基本概念很簡單：將測得的輸出電壓(或電流)和目標值都饋送至輸入PI控製器。PI控製器的輸出試圖通過產生所需的Δφ(即DAB的初級交流電壓和次級交流電壓之間的角度相位差)，消除它們之間的誤差，以驅動初級側和次級側的PWM。由於輸出電容的存在，控製環路很慢，但考慮到電池充電的緩慢動態行為，這不是問題。

需補充說明的是
，自適應PI增益對補償陡峭的Vout/ΔΦ斜率的重要性。可使用純比例控製器(相對PI而言)作為替代方案。不過，工程團隊需要對這方麵進行進一步研究。

DAB控(kong)製(zhi)算(suan)法(fa)中(zhong)一(yi)個(ge)值(zhi)得(de)詳(xiang)細(xi)闡(chan)述(shu)的(de)有(you)趣(qu)部(bu)分(fen)是(shi)通(tong)量(liang)平(ping)衡(heng)功(gong)能(neng)。這(zhe)項(xiang)技(ji)術(shu)在(zai)第(di)四(si)部(bu)分(fen)中(zhong)介(jie)紹(shao)過(guo)，它(ta)可(ke)以(yi)補(bu)償(chang)換(huan)流(liu)變(bian)壓(ya)器(qi)中(zhong)的(de)任(ren)何(he)直(zhi)流(liu)分(fen)量(liang)，防(fang)止(zhi)勵(li)磁(ci)電(dian)流(liu)的(de)累(lei)積(ji)和(he)磁(ci)芯(xin)飽(bao)和(he)。

圖16顯示了用於在25 kW DAB變壓器中實現磁通補償概念的Simulink模型。該模塊具有三個輸入和一個輸出。初級和次級變壓器電流和同步(sync.)脈衝是該模塊的輸入。該模塊的輸出用於調整變壓器初級側PWM的占空比。

圖16.磁通補償框圖。

磁通平衡模塊由變壓器的次級PWM同步脈衝觸發(在轉換器的開關頻率下)，這意味著饋入模塊的交流電流所需的采樣頻率應該(至少)是轉換器開關頻率的兩倍。具體來說，同步脈衝是用於驅動次級側第一個橋臂的高壓側開關的那些PWM的脈衝。然後借助采樣的輸入電流，通過簡單的計算得到DAB變壓器的勵磁峰-峰值電流。

隨後，由相同的同步脈衝觸發采樣保持(S&H)電路
，計算要複製的勵磁電流的開關平均值。最後，將估計的勵磁平均電流饋送到比例(P)控製器，該控製器將生成調整初級側PWM占空比的命令。圖17顯示了在仿真中實現的通量平衡算法的功能。

圖17.當DAB的磁通補償算法無效(左)和有效(右)時，仿真的變壓器勵磁電流(IM)。當沒有運行磁通平衡技術時，剩餘直流電流會在每個開關周期內累積，最終會使磁芯飽和。

有效實施磁通平衡技術的一個關鍵因素是所需的電流采集帶寬。如上所述
，待測和待作用電流的開關頻率為100 kHz
，因此係統至少應該能夠在200 kHz下進行測量。所以值得運行仿真，以確保所選電流傳感器不會引入明顯的測量誤差，從而破壞磁通補償實施。

所選電流傳感器(LEM)指定帶寬為300 kHz。必須考慮到，當采樣頻率接近300 kHz時，會出現增益衰減，並且與任何采集係統一樣，可能會出現相位滯後。因此，盡管300kHz乍看之下似乎提供了足夠的空間，但還是建議運行仿真。使用/不使用有限LEM帶寬的采樣電流如圖18和19所示。(請注意
，在本例中
，我們尚未激活磁通補償，因此勵磁電流增長非常大。)

在圖19中，可以觀察到幅度和相位存在非常小的誤差
，但幾乎可以忽略不計。算法中包含的兩次采樣方法(每個開關周期測量兩次電流)也會有助於減輕誤差。無論是哪種情況
，我們已經在圖17中看到磁通平衡可正常工作。

下示仿真應該在圖17中給出的結果之前運行或同時運行。因此，可以使用帶寬約為300 kHz的傳統LEM傳感器。圖20說明了估計的開關平均電流
、實際勵磁電流(IM)以及同步脈衝。

圖18.帶/不帶LEM電流傳感器效應的初級和次級電流測量。磁通平衡算法在此仿真中不工作。

圖19.帶/不帶LEM電流傳感器效應的初級和次級電流測量。

圖20.估計的總勵磁電流(帶LEM電流傳感器效應)、估計的開關平均值(帶LEM傳感器效應)和同步脈衝。磁通平衡算法在此仿真中不工作。

總結

zhengruzaibentaolunkaishishisuoguanchadaode，womenzaicicaiquleyubenxiliewenzhangqianjibufenbutongdejiaodu，shenruyanjiulekongzhicelvedeshixian

，yijiruheduiqiyouhuahejiasu。benwenjieshaoleansenmeigongchengtuanduizunxundeyouyifangfa，gaifangfayouzhuyuzaifangzhenjieduan、硬件生產之前，及早調試和識別錯誤。

此外，此方法加快了將ARM內核和FPGA相結合的混合控製器的控製開發。最後
，它通過在Simulink中創建的仿真模型自動生成FPGAIP，為不是FPGA開發專家的固件工程師使用FPGA提供了便利。毋庸置疑，當可以將固件部署到板上並驗證實際完整係統時，則可以進行控製算法的實際驗證。

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