在Vcc星型拓撲的主節點處最好放置一個大容量的電容器
，如2.2μF。該電容具有較低的SRF
，對於消除低頻噪聲、建立穩定的直流電壓很有效。IC的每個電源引腳需要一個低容量的電容器（如10nF）
，用來濾除可能耦合到電源線上的高頻噪聲。對於那些為噪聲敏感電路供電的電源引腳，可能需要外接兩個旁路電容。例如：用一個10pF電容與一個10nFdianrongbingliantigongpanglu，keyitigonggengkuanpinlvfanweidequou

，jinliangxiaochuzaoshengduidianyuandianyadeyingxiang。meigedianyuanyinjiaodouxuyaorenzhenjianyan，yiquedingxuyaoduodadequoudianrongyijishijidianluzainaxiepindianrongyishoudaozaoshengdeganrao。

 

良好的電源去耦技術與嚴謹的PCB布局、Vcc引線（星型拓撲）相結合，能夠為任何RF係統設計奠定穩固的基礎。盡管實際設計中還會存在降低係統性能指標的其它因素

，但是
，擁有一個“無噪聲”的電源是優化係統性能的基本要素。

 

圖3.過孔的電特性模型

 

 

地層的布局和引線同樣是WLAN電路板設計的關鍵，它們會直接影響到電路板的寄生參數，存在降低係統性能的隱患。RFdianlushejizhongmeiyouweiyidejiedifangan，shejizhongkeyitongguojigetujingdadaomanyidexingnengzhibiao。keyijiangdipingmianhuoyinxianfenweimonixinhaodiheshuzixinhaodi，haikeyigelidadianliuhuogonghaojiaodadedianlu。genjuyiwangWLAN評估板的設計經驗，在四層板中使用單獨的接地層可以獲得較好的結果。憑借這些經驗性的方法
，用地層將RF部分與其它電路隔離開，可以避免信號間的交叉幹擾。如上所述
，電路板的第二層通常作為地平麵，第一層用於放置元件和RF引線。

 

接jie地di層ceng確que定ding後hou，將jiang所suo有you的de信xin號hao地di以yi最zui短duan的de路lu徑jing連lian接jie到dao地di層ceng非fei常chang關guan鍵jian，通tong常chang用yong過guo孔kong將jiang頂ding層ceng的de地di線xian連lian接jie到dao地di層ceng
，需xu要yao注zhu意yi的de是shi，過guo孔kong呈cheng現xian為wei感gan性xing。圖tu3所示為過孔精確的電氣特性模型
，其中Lvia為過孔電感，Cvia為過孔PCB焊盤的寄生電容。如果采用這裏所討論的地線布局技術，可以忽略寄生電容。一個1.6mm深、孔徑為0.2mm的過孔具有大約0.75nH的電感，在2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為12Ω/24Ω。因此
，一個接地過孔並不能夠為RF信號提供真正的接地
，對於高品質的電路板設計，應該在RF電路部分提供盡可能多的接地過孔，特別是對於通用的ICfengzhuangzhongdeluolujiedihanpan。buliangdejiedihaihuizaijieshouqianduanhuogonglvfangdaqibufenchanshengyouhaidefushe，jiangdizengyihezaoshengxishuzhibiao。haixuzhuyideshi
，jiedihanpandebulianghanjiehuiyinfatongyangdewenti。chucizhiwai
，gonglvfangdaqidegonghaoyexuyaoduogelianjiedicengdeguokong。

 

圖4.以MAX2827參考設計板為例的PLL濾波器元件布局

 

濾除其它級電路的噪聲、抑製本地產生的噪聲，從而消除級與級之間通過電源線的交叉幹擾，這是Vcc去耦帶來的好處。如果去耦電容使用了同一接地過孔，由於過孔與地之間的電感效應，這些連接點的過孔將會承載來自兩個電源的全部RF幹擾，不僅喪失了去耦電容的功能

，而且還為係統中的級間噪聲耦合提供了另外一條通路。

 

在本文的後麵部分將會看到，PLL的實現在係統設計中總是麵臨巨大挑戰
，要想獲得滿意的雜散特性必須有良好的地線布局。目前，IC設計中將所有的PLL和VCO都集成到了芯片內部，大多數PLL都利用數字電流電荷泵輸出通過一個環路濾波器控製VCO。通常
，需要用二階或三階的RChuanlulvboqilvchudianhebengdeshuzimaichongdianliu，dedaomonikongzhidianya。kaojindianhebengshuchudelianggedianrongbixuzhijieyudianhebengdianludedilianjie。zheyang，keyigelidihuiludemaichongdianliutonglu

，jinliangjianxiaoLO中相應的雜散頻率。第三個電容（對於三階濾波器）應該直接與VCO的地層連接
，以避免控製電壓隨數字電流浮動。如果違背這些原則，將會導致相當大的雜散成分。

 

 

數字射頻存儲器（DRFM）是shi現xian代dai電dian子zi對dui抗kang係xi統tong中zhong有you源yuan雷lei達da幹gan擾rao機ji的de主zhu要yao組zu成cheng部bu分fen，用yong於yu將jiang接jie收shou到dao的de雷lei達da信xin號hao精jing確que地di複fu製zhi後hou再zai返fan回hui該gai雷lei達da係xi統tong，以yi此ci來lai混hun淆xiao該gai係xi統tong。正zheng是shi應ying用yongDRFM的精確複製雷達信號的特點
，DRFM技術已經廣泛應用於各種雷達回波信號發生器、leidazongheceshiyihegeleitongyongxinhaoyuandeyanzhi。weilegenghaodibaozhenfuzhigeleixinhao，weiyanjiushuzishepincunchuqitigongkekaodefangzhenlilunyijushibenwendezhuyaoyanjiuneirong。

 

 

數字射頻存儲（DRFM）的基本工作原理：首先將輸入射頻信號下變頻為中頻信號，經A／D變換後成為數字信號，寫入高速存儲器中。當需要重發這一信號時

，在控製器控製下讀出此數字信號並由D／A變換為模擬信號。然後用同一本振作上變頻
，得到射頻輸出信號，完成對輸人信號的存儲轉發。

 

首先對量化過程進行分析，現假設基帶輸入信號為一個正弦信號gi（t）=Esinωit，量化位數為N，經過量化後的信號可用階梯波y（t）表示，y（t）可以被認為是N對矩形波的疊加。如果A／D變換的量化位數為m
，那麼正或負半周的量化台階數為N=2m-1。

 

階梯波的表達式為：

 

E2n+1就是量化產生的諧波分量幅度，可由該式計算各階諧波的功率。

 

在采樣的過程中

，為簡便起見
，以一位量化信號作為輸入，則輸入信號為：

 

式中：E，ωi分別為輸入信號的幅度和角頻率。設采樣脈衝信號為fs（t）
，采樣後的信號為fo（t），則采樣過程在時域上的數學表示式為fo（t）=fi（t）fs（t），在DRFM中采用等間隔均勻采樣
，采樣周期為Ts
，采樣時鍾頻率ωs=2πfs。在實際電路中
，采樣是在采樣脈衝上升的瞬間完成的。因此采樣脈衝的寬度可以看成一個窄脈寬，用τs。來表示。采樣脈衝的傅裏葉級數為：

 

式中：Es
，τs
，Ts和ωs分別為采樣信號的幅度、脈寬
、周期和角頻率。則：

 

在式（6）中，第一項是基帶的諧波信號，是由量化所產生的頻譜成分，隻有在基帶濾波器內，諧波將成為寄生信號

，所有nωi》ωs／2的項將被濾除（n取奇數）；第二項則完全在濾波器外，不用考慮；第三項是交調信號，滿足（mωs-nωi）《ωs／2的所有成分
，將成為交調寄生信號，它們是信號諧波與時鍾諧波的交叉調製引起的。若以D表示脈衝信號占空比，且忽略第二項，則式（6）變為：

 

式（8），式（9）即為計算1 b量化DRFM的高次諧波和交調信號幅度的方法。

 

 

通過建立數學模型
，應用當前功能強大的Matlab中Simulink工具箱可以很好地實現該係統的仿真。采樣與量化過程的仿真建模如圖1所示。

 

信號發生部分采用Signal Generator模塊產生正弦波；噪聲源采用Gaussian Noise Generator
，Zero-Order Hold模塊實現采樣功能。Compare To Zero模塊實現單比特量化，Uniform. Encoder模塊實現多比特量化。各路信號分別經Data Type Conversion轉換為合適的數據格式
，送入Spectrum Scope顯xian示shi頻pin譜pu。該gai模mo型xing同tong時shi顯xian示shi四si路lu信xin號hao經jing處chu理li後hou的de頻pin譜pu，四si路lu信xin號hao由you同tong一yi信xin號hao源yuan產chan生sheng，以yi使shi得de結jie果guo更geng具ju可ke比bi較jiao性xing。為wei了le盡jin量liang模mo擬ni實shi際ji環huan境jing
，加jia入ru了le均jun值zhi為wei0、方差為0．01的高斯噪聲。

 

 

（1）輸入信號頻率fi=10 MHz，經理論分析計算得到表1。

 

對模型進行仿真得到結果如圖2所示（（a）～（d）分別對應於仿真模型的四個支路）。

 

（2）輸入信號頻率fi=20 MHz。經理論分析計算得到表2；對模型進行仿真結得到結果如圖3所示（（a）～（d）分別對應於仿真模型的四個支路）。

 

由理論圖表及仿真圖形可知
，該組仿真方案沒有諧波產生，頻譜圖中僅有45 MHz處的基波和15 MHz，75 MHzchudejiaotiao，zheyixianxiangshiyouyuxinhaopinlvguogao

，yizhiyuxiebopinlvguogaoerbeijidailvboqichuqu。jinguanmeiyouxiebochansheng，danshijiaotiaodegonglvhenda

，duixitongdegaoxingnenggongzuotongyangshiyigebuliyinsu。

 

 

綜上所述，根據采樣與量化過程仿真分析可以得出：

 

（1）采樣和量化使信號頻譜發生變化

，出現了新的頻率分量——諧波和交調
，降低了DRFM的有效發射功率
，使得係統的工作能力變差。

 

（2）噪聲汙染會使頻譜變得更加複雜，對於一個係統

，輸出信噪比取決於輸入信噪比和係統內部信噪比
，因此噪聲的存在必將降低DRFM的信噪比。

 

（3）總的來講，諧波分量隨頻率增加降低，而交調分量隨頻率增加升高
，也就是說高次諧波幅度較低次的小，而高次交調幅度較低次的大。

 

（4）當(dang)信(xin)號(hao)頻(pin)率(lv)和(he)采(cai)樣(yang)率(lv)一(yi)定(ding)時(shi)，提(ti)高(gao)采(cai)樣(yang)率(lv)或(huo)增(zeng)加(jia)量(liang)化(hua)位(wei)數(shu)都(dou)可(ke)以(yi)起(qi)到(dao)抑(yi)製(zhi)寄(ji)生(sheng)信(xin)號(hao)的(de)作(zuo)用(yong)。具(ju)體(ti)來(lai)講(jiang)，提(ti)高(gao)采(cai)樣(yang)率(lv)對(dui)交(jiao)調(tiao)有(you)很(hen)好(hao)的(de)抑(yi)製(zhi)作(zuo)用(yong)，而(er)對(dui)諧(xie)波(bo)作(zuo)用(yong)不(bu)明(ming)顯(xian)；增加量化位數對交調和諧波都有很好抑製作用。