【導讀】本文介紹低功耗係統在降低功耗的同時保持精度所涉及的時序因素和解決方案，以滿足測量和監控應用的要求。本文說明當所選ADC是逐次逼近寄存器(SAR) ADC時的時序影響因素。∑-Δ架構的時序考慮因素有所不同（參見本係列文章的 第一部分 ）。本文探討信號鏈在模擬前端時序
、ADC時序和數字接口時序方麵的考慮。

模擬前端時序考量

圖1中的三個模塊可以分別予以考慮

，從模擬前端(AFE)開始。信號鏈的類型會改變AFE，但有一些共同方麵適用於大多數電路。

圖1. 使用多路複用SAR ADC的AFE時序考量

圖2顯示了構成AFE的 AD4696 SAR ADC
、外部放大器和低通濾波器。AD4696是一款具有Easy Drive™特性的16位1 MSPS多路複用SAR ADC。雖然需要外部放大器和電路以與外部傳感器接口，但Easy Drive特性（例如模擬輸入高阻模式和基準輸入高阻模式）降低了模擬輸入和基準電壓驅動要求。在較高功率應用中，SAR ADC的抗混疊濾波器設計需要非常強，但對於較低帶寬信號的采樣（這是典型的低功耗應用），濾波器設計的要求不那麼高。∑-Δ架jia構gou的de優you點dian是shi，我wo們men可ke以yi依yi靠kao數shu字zi濾lv波bo器qi來lai確que定ding頻pin率lv響xiang應ying

，並bing使shi用yong外wai部bu抗kang混hun疊die濾lv波bo器qi以yi調tiao製zhi器qi頻pin率lv濾lv波bo。在zai沒mei有you過guo采cai樣yang且qie以yi固gu有you質zhi量liang濾lv波bo的de情qing況kuang下xia，需xu要yao外wai部bu模mo擬ni低di通tong濾lv波bo器qi來lai防fang止zhi任ren何he高gao於yu采cai樣yang速su率lv的de較jiao高gao頻pin率lv信xin號hao混hun疊die到dao通tong帶dai中zhong。低di通tong濾lv波bo器qi還hai起qi到dao如ru下xia作zuo用yong：降(jiang)低(di)模(mo)擬(ni)前(qian)端(duan)電(dian)路(lu)的(de)寬(kuan)帶(dai)噪(zao)聲(sheng)，減(jian)少(shao)模(mo)擬(ni)輸(shu)入(ru)端(duan)發(fa)生(sheng)的(de)非(fei)線(xian)性(xing)電(dian)壓(ya)反(fan)衝(chong)，以(yi)及(ji)保(bao)護(hu)模(mo)擬(ni)輸(shu)入(ru)免(mian)受(shou)過(guo)壓(ya)事(shi)件(jian)的(de)影(ying)響(xiang)。同(tong)一(yi)原(yuan)則(ze)也(ye)適(shi)用(yong)於(yu)時(shi)序(xu)考(kao)量(liang)。請(qing)參(can)閱(yue)文(wen)章(zhang)"低功耗精密信號鏈應用最重要的時序因素有哪些？——第一部分"中的抗混疊濾波器部分。

SAR ADC的采樣部分整合了采樣保持機製，該機製由一個開關和一個電容組成
，可捕獲輸入信號
，直至收集到轉換結果為止。

圖2. 帶有外部反衝RC濾波器和驅動放大器的AD4696 SAR ADC

fangdaqijideshejiguochengfenweilianggebuzhou。diyibushixuanzexinhaotiaolifangdaqihewaibukanghundieji，leisiyubenxiliewenzhangdiyibufensuotaolunde。xiayibushixuanzewaibuqudongfangdaqi（其帶寬由增益決定；記住需要權衡功耗與帶寬），它將緩衝信號調理抗混疊濾波器輸出並驅動ADC輸入。下一步是設計反衝濾波器，將總電容C_EXT + C_DAC作為濾波器的總電容。

多路複用SAR ADC在切換模擬輸入通道時會發生反衝問題。每次開關閉合時，內部電容電壓(C_DAC)可能與先前存儲在采樣電容(C_EXT)上的電壓不同。當這些開關因該電壓差而閉合時
，就會出現電壓毛刺。能量將在開關之間共享，電容端子之間測量的電壓將減半。C_EXT和C_DAC值會影響濾波器設計
，在設計電路時需要加以考慮。AD4696數據手冊詳細說明了反衝和ADC驅動器的選擇，另外還提供了 ADC 驅動器工具 和頗有幫助的 培訓視頻 。

圖3. 高阻模式對反衝的影響

AD4696有一種模擬輸入高阻模式

，它會顯著降低電壓反衝的幅度，如圖3所示。模擬輸入高阻模式還能減少前端放大器和AD4696模擬輸入之間的串聯電阻導致的性能下降；與傳統的多路複用SAR ADC相比，外部RC濾波器中的電阻可以更大。使用較大R_EXT和較小C_EXT可緩解放大器穩定性問題
，而不會顯著影響失真性能。但是
，如果使能內部過壓保護箝位以避免穩定性問題
，建議C_EXT至少應為500 pF。圖3顯示我們可以更快地對所需信號進行采樣
，從而加快係統時序。

ADC時序考量

ADC的選擇取決於您的係統注重什麼特性。有許多文章探討了就性能而言哪一個更合適

，並比較了SAR和∑-Δ技術。在低功耗領域，測量相似信號的SAR和∑-Δ之間存在很大的重疊部分。有一點很清楚，SAR時序更容易理解。

圖4. AFE SAR時序考量

SAR ADC在某個時間點對輸入進行采樣，包括采集階段和轉換階段。在采集階段，采樣保持網絡或內部容性網絡充電（圖2）。在轉換階段
，電容陣列切換到比較器網絡
，DAC上的權重被修改，直至達到與模擬輸入相對應的數字碼。

圖5. 典型SAR ADC時序

數據手冊說明了最大轉換時間，AD4696為415 ns。采集信號的最短轉換時間為1715 ns
，這是AD4696以500 kSPS運行時的采集時間。轉換之間的時間是吞吐速率。

在時序方麵，與SAR ADC相關的主要權衡是功耗與ADC采樣速率的關係。SAR ADC的優勢在於，采樣速率和電源電流之間具有直接的線性關係，這意味著它可以根據目標信號的帶寬進行調整。ADC內核在轉換之間會關斷
，因此當以較低采樣速率（例如10 kSPS）運行時，AD4696的典型功耗為0.17 mW，而以1 MSPS運行時功耗為8 mW。因此
，這種器件適合於較低采樣速率的電池供電應用。

圖6. V_DD電流與采樣速率的關係

圖6顯示了V_DD電流。如果降低AD4696的采樣速率，使其以低於100 kSPS的速率工作，而不是以500 kSPS工作，那麼I_DD電流將從幾乎2.5 mA下降到0.5 mA。如果將采樣速率進一步降低到10 kSPS
，那麼典型I_DD電流將降至42 µA。電流的增加速率是線性的。所有數字和模擬電源電流都以類似的線性方式縮放，因此SAR ADC是用來測量DC轉AC信號的有力選擇。

數字接口時序考量

AD4696有幾個特性是SAR ADC傳統上不具備的，這些特性可以幫助低功耗信號鏈設計人員節省更多功耗，但對時序有所影響。

圖7. SAR數字接口時序考量

與∑-Δ架構相比
，SAR ADC的吞吐速率更容易計算，因為不需要考慮濾波器延遲：

CHs = 使能的通道數。

周期時間是CNV上升沿躍遷之間的時間
，由采集階段和轉換階段組合而成，但可能存在重疊。ADC可以在轉換階段仍在進行時開始采集信號。SAR ADC上樣本之間的時間可以描述為周期時間t_CYC或采樣速率時間t_SR。

t_CONVERT = 轉換時間 t_ACQ = 采集時間

t_CYC = t_SR = 采樣頻率的倒數，即采樣間隔時間

發生轉換的采樣時刻由CNV信號上升沿控製。在大多數模式下
，這是由外部信號提供的。AD4696還有片內自動循環模式，可在內部生成轉換啟動信號。該信號可啟動轉換。AD4696提供多種時序控製器模式，允許用戶以預定義的方式選擇轉換順序和配置，或在不中斷轉換的情況下即時控製序列中的下一個通道。

數字主機必須在下一次轉換開始前回讀數據。因此
，對於較高速度信號，SCK頻率必須足夠快
，以便在下一個CNV上升沿（或在自動循環模式下的內部轉換啟動信號）之前從AD4696 SPI回讀數據。更快的采樣速率需要更快的SCK頻率，因為轉換之間的時間更短。

所需的最低SCK頻率與采樣速率、SPI幀長度（以位為單位）和所用的串行數據輸出模式有關。給定樣本的轉換結果在下一轉換階段開始之前可用。因此，SCK頻率必須足夠快，以便在下一個CNV上升沿（或在自動循環模式下的內部轉換啟動信號）之前從AD4696 SPI讀取數據。

多SDO數字輸出

AD4696係列還包括雙SDO和四SDO模式。在這些模式下，ADC結果在SDO和其他GPIO引腳上並行移出。對於給定采樣速率
，這些模式顯著降低了所需的SCK頻率，每個SCK周期SPI上輸出的位數是原來的2倍或4倍。對微控製器的要求得以降低，當以1 MSPS轉換時
，所需的時鍾從32 MHz SPI時鍾降低到16 MHz SPI時鍾。

每個轉換模式幀所需的SCK周期數(N_SCK)是每幀位數(N_BITS)和串行數據輸出數(N_SDO)的函數：

其中
，N_SDO為1表示單SDO模式，為2表示雙SDO模式
，為4表示四SDO模式。

轉換模式SPI幀的開始不得在t_CONVERT時間過去之前發生

，並且必須足夠早地完成以符合最小t_SCKCNV規範。在轉換模式下完成一個SPI幀的時間(t_FRAME)計算如下：

其中，t_CYC為采樣周期，t_{CONVERT_max}為最大值
，t_CONVERT為額定值，t_SCKCNV為SCK到CNV上升沿延遲額定值。

f_SCK是t_FRAME和N_SCK的函數。

AD4696數據手冊有一個表格，其中給出了最小SCLK頻率與多個采樣速率的關係示例。

自動循環模式

對於電壓或電流電平監控應用，傳統上SAR ADC需xu要yao主zhu機ji控kong製zhi器qi持chi續xu發fa出chu轉zhuan換huan信xin號hao以yi使shi轉zhuan換huan進jin行xing。係xi統tong需xu要yao檢jian查zha數shu據ju是shi否fou達da到dao閾yu值zhi，並bing根gen據ju這zhe些xie電dian平ping做zuo出chu決jue策ce。這zhe種zhong方fang式shi的de能neng效xiao比bi不bu高gao，因yin為wei主zhu機ji需xu要yao不bu斷duan地di轉zhuan換huan。AD4696可配置為根據用戶編程的通道序列自主轉換。

自動循環模式是用於監控模擬輸入的出色模式。轉換周期有多種選擇，範圍從10 µs（100 kSPS采樣速率）到800 µs（1.25 kSPS采樣速率）。此ci模mo式shi可ke與yu閾yu值zhi和he滯zhi回hui檢jian測ce警jing報bao結jie合he使shi用yong
，這zhe些xie警jing報bao可ke基ji於yu每mei個ge通tong道dao進jin行xing配pei置zhi，以yi減jian少shao數shu字zi主zhu機ji係xi統tong的de開kai銷xiao。在zai這zhe種zhong情qing況kuang下xia，主zhu機ji控kong製zhi器qi可ke以yi進jin入ru低di功gong耗hao狀zhuang態tai
，隻zhi有you在zai觸chu發fa一yi個ge電dian平ping導dao致zhi其qi接jie收shou到dao來lai自ziAD4696的中斷時才會上電。

過采樣

如本係列文章的第一部分所述，過采樣和抽取是∑-Δ架構所固有的特性。AD4696 SAR ADC包含一個過采樣和抽取引擎，支持進一步降低噪聲。它能有效地對連續ADC樣本進行平均以產生一個過采樣結果
，有效分辨率更高，噪聲更低。AD4696的過采樣率(OSR)每增加4倍，有效位數就會增加1位。

這對於測量低功耗信號鏈應用中慢速變化的信號特別有用，例如需要較高精度的溫度測量應用。

其中，t_SAMPLE = 采樣周期，t_CYC = 周期時間（1/采樣速率），OSR = 過采樣率（4到64之間的可編程值）。

類似於∑-Δ ADC，需要權衡性能與速度。

表1. SAR小結

低功耗精密平台

suizhequanqiunengyuanchengbenbuduantigao
，bingqiewomenlejiedaonengyuanshiyongduiziranjiedeyingxiang
，xitongshejirenyuanzhengzainuliyigengdidegonghaoyusuanshixiangaojingdu。yanjiubingzhaodaokeyongdezuidigonghaoqijiankenenghenkunnan。ADI公(gong)司(si)正(zheng)在(zai)簡(jian)化(hua)設(she)計(ji)流(liu)程(cheng)，選(xuan)出(chu)我(wo)們(men)最(zui)低(di)功(gong)耗(hao)的(de)精(jing)密(mi)器(qi)件(jian)並(bing)提(ti)供(gong)一(yi)站(zhan)式(shi)商(shang)店(dian)
，通(tong)過(guo)立(li)即(ji)可(ke)用(yong)的(de)信(xin)號(hao)鏈(lian)和(he)電(dian)路(lu)為(wei)係(xi)統(tong)設(she)計(ji)人(ren)員(yuan)提(ti)供(gong)最(zui)新(xin)的(de)精(jing)密(mi)低(di)功(gong)耗(hao)產(chan)品(pin)。

圖8. 精密低功耗信號鏈網頁

示例：低功耗SAR信號鏈

xuduoyingyongxuyaozaidazhiliupianyihuogongmodianyazhishangceliangxiaoxinhao。ruguoxitongdemudeshijiancegongyehuanjingzhongdeliulianghuojinxingshengwudianweiceliang，namegaifangfacunzaizhongdie。zhexiexinhaotongchangxuyaojiaoliuouhelaixiaochudapianyi，bingqiexuyaopianzhihezengyilaishiADC的動態範圍最大化。

我們的低功耗精密信號鏈包括關於為此類應用選擇器件的建議。

圖9. 信號鏈示例

此外
， 技術訣竅與綜合知識 (KWIK)電路提供了更深入的電路分析以及關於器件選擇的最新建議。

流量信號鏈示例

舉一個例子，我們想設計一個大型多測量係統，其中包括使用圖10所示的KWIK電路進行流量測量。

(A) 我想以1 kSPS速率運行10個流量傳感器。哪一個選擇更好——SAR還是∑-Δ？

(B) AFE時序考慮因素有哪些？

圖10. 流量測量信號鏈KWIK電路

A. SAR (AD4696)與信號調理所需的 AD8235 和 ADA4505-2 放大器一起使用是非常好的選擇，因為我們可以使用外部轉換信號或自動循環模式以10 kSPS運行10個通道。

B. 在這種情況下
，AD4505-2放(fang)大(da)器(qi)的(de)響(xiang)應(ying)與(yu)增(zeng)益(yi)的(de)關(guan)係(xi)將(jiang)決(jue)定(ding)被(bei)測(ce)信(xin)號(hao)的(de)帶(dai)寬(kuan)，而(er)不(bu)是(shi)抗(kang)混(hun)疊(die)濾(lv)波(bo)器(qi)響(xiang)應(ying)。高(gao)阻(zu)模(mo)式(shi)將(jiang)減(jian)輕(qing)輸(shu)入(ru)放(fang)大(da)器(qi)的(de)性(xing)能(neng)壓(ya)力(li)，使(shi)設(she)計(ji)人(ren)員(yuan)能(neng)夠(gou)選(xuan)擇(ze)較(jiao)低(di)功(gong)耗(hao)的(de)放(fang)大(da)器(qi)。選(xuan)擇(ze)圖(tu)10中的器件是因為它們具有超低功耗性能。

結語

當設計高分辨率、低功耗數據采集係統時，可能很難找到最低功耗的器件
，ADI公司的 精密低功耗 信號鏈可作為低功耗設計的起點。構建以∑-Δ和SAR架構作為核心ADC的信號鏈時
，必須注意了解時序的權衡因素和差異。

當與傳感器或目標信號接口時，模擬前端時序需要考慮芯片級啟動、傳感器偏置、外部濾波和器件選擇。SAR ADC有更嚴格的要求，需要抗混疊濾波器，而∑-Δ ADC具有與其設計相關的固有采樣特性。在AFE上
，∑-Δ ADC可整合PGA
，而高阻模式等SAR技術可降低對外部放大器電路的驅動要求。

當考慮∑-Δ ADC架構時，過采樣和抽取以及濾波器延遲會對吞吐速率產生影響，尤其是在多個通道上進行轉換時。另一方麵，由於采用逐次逼近法
，SAR吞吐速率更易於計算，另外還有一個好處是采樣速度越慢，轉換時消耗的電流就越低。

∑-Δ AD4130-8 的數字時序很複雜
，導致需要開發 ACE 軟件時序工具。這些工具可簡化對時序的理解並幫助計算通道吞吐速率。該器件具有占空比等時序特性、FIFO以及有助於延長電池壽命的待機模式


，但針對特定吞吐速率
，需要注意可實現的有效分辨率。

當考察AD4696這樣的SAR ADC時，我們可以在更高采樣頻率下進行采樣。這有其優勢
，但也意味著數字時間範圍t_FRAME（您需要在此時間範圍內回讀結果）更小，因而需要更快的SPI時鍾速度。

參考電路

Maithil Pachchigar。 "使用精密SAR和∑-Δ型轉換器針對多路複用數據采集係統實現設計權衡考量"。 ADI公司，2016年。

Walt Kester。 "何種ADC架構適合您的應用？" 《模擬對話》，第39卷第9期，2005年6月。

Albert O'Grady。 "傳感器激勵與測量技術"。 《模擬對話》，第34卷第5號，2000年。

Alan Walsh。 "麵向精密SAR模數轉換器的前端放大器和RC濾波器設計"。 《模擬對話》
，第46卷第12期，2012年12月。

Steven Xie。 "精密ADC用濾波器設計的實際挑戰和考慮"。 《模擬對話》，第50卷第4期
，2016年4月。

Walt Kester。 "MT-021：ADC架構II：逐次逼近型ADC"。 ADI公司，2009年。

Ke Li和Colm Slattery。 "電磁流量計：設計考慮因素 | ADI公司"。 《模擬對話》，第50卷第6期，2016年6月。

"鉑RTD傳感器的SPICE模型"。 ADI公司
，2022年。

"教程MT-070：儀表放大器輸入RFI保護"。 ADI公司
，2009年。

Padraic O'Reilly。 "低功耗精密信號鏈應用最重要的時序因素有哪些？第一部分"。 《模擬對話》，第56卷第3期
，2022年8月。

來源：ADI

作者：Padraic O’Reilly

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