中心議題：

• 開關電源功耗分析
• 提高待機效率的方法
• 電源降頻存在的問題

解決方案：

• 降低時鍾頻率
• 切斷啟動電阻
• 切換工作模式

隨著能源效率和環保的日益重要
，人們對開關電源待機效率期望越來越高，客戶要求電源製造商提供的電源產品能滿足BLUE ANGEL,ENERGY STAR, ENERGY 2000等綠色能源標準，而歐盟對開關電源的要求是：到2005年，額定功率為0.3W~15W

，15W~50W和50W~75W的開關電源，待機功耗需 分別小於0.3W
，0.5W和0.75W。

而目前大多數開關電源由額定負載轉入輕載和待機狀態時，電源效率急劇下降,待機效率不能滿足要求。這就給電源設計工程師們提出了新的挑戰。

開關電源功耗分析
　　
要減小開關電源待機損耗，提高待機效率，首先要分析開關電源損耗的構成。以反激式電源為例，其工作損耗主要表現為：MOSFET導通損耗,MOSFET寄生電容損耗，開關交疊損耗，PWM控(kong)製(zhi)器(qi)及(ji)其(qi)啟(qi)動(dong)電(dian)阻(zu)損(sun)耗(hao)，輸(shu)出(chu)整(zheng)流(liu)管(guan)損(sun)耗(hao)，箝(qian)位(wei)保(bao)護(hu)電(dian)路(lu)損(sun)耗(hao)
，反(fan)饋(kui)電(dian)路(lu)損(sun)耗(hao)等(deng)。其(qi)中(zhong)前(qian)三(san)個(ge)損(sun)耗(hao)與(yu)頻(pin)率(lv)成(cheng)正(zheng)比(bi)關(guan)係(xi)
，即(ji)與(yu)單(dan)位(wei)時(shi)間(jian)內(nei)器(qi)件(jian)開(kai)關(guan)次(ci)數(shu)成(cheng)正(zheng)比(bi)。

在待機狀態，主電路電流較小
，MOSFET導通時間ton很小，電路工作在DCM模式
，故相關的導通損耗，次級整流管損耗等較小，此時損耗主要由寄生電容損耗和開關交疊損耗和啟動電阻損耗構成。

提高待機效率的方法
　 　
根據損耗分析可知
，切斷啟動電阻，降低開關頻率，減小開關次數可減小待機損耗，提高待機效率。具體的方法有：降低時鍾頻率；由高頻工作模式切換至低頻工 作模式，如準諧振模式（Quasi Resonant，QR）切換至脈寬調製（Pulse Width Modulation
，PWM）, 脈寬調製切換至脈衝頻率調製（Pulse Frequency Modulation, PFM）
；可控脈衝模式（Burst Mode）。

切斷啟動電阻
　 　
對於反激式電源，啟動後控製芯片由輔助繞組供電，啟動電阻上壓降為300V左右。設啟動電阻取值為47kΩ
，消耗功率將近2W。要改善待機效率，必須在 啟動後將該電阻通道切斷。TOPSWITCH，ICE2DS02G內部設有專門的啟動電路，可在啟動後關閉該電阻。

若控製器沒有專門啟動電路
，也可在啟動 電阻串接電容，其啟動後的損耗可逐漸下降至零。缺點是電源不能自重啟
，隻有斷開輸入電壓，使電容放電後才能再次啟動電路。而圖1所示的啟動電路，則可避免 以上問題，而且該電路功耗僅為0.03W。不過電路增加了複雜度和成本。
                                          
                                              圖1 UC3842反激式電源啟動電路

降低時鍾頻率
　　
時鍾頻率可平滑下降或突降。平滑下降就是當反饋量超過某一閾值
，通過特定模塊，實現時鍾頻率的線性下降。POWER公司的 TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片內置了這樣的模塊，能根據負載大小調節頻率，圖2所示是SG6848時鍾頻率與其反饋電流的關係。
                                    
                                       圖2　SG6848反饋電流與時鍾頻率的關係
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　　突降實現方法如圖3：以UCC3895為例，當電源處於正常負載狀態時
，Q1導通，其時鍾周期為：

即開關頻率減小。開關損耗降為降頻前的 （小於1）倍。L5991和Infineon公司的CoolSetF2係列已經集成了該功能。
                                                       

 切換工作模式

QR→PWM
　　
對於工作在高頻工作模式的開關電源，在待機時切換至低頻工作模式可減小待機損耗。例如，對於準諧振式開關電源（工作頻率為幾百kHz到幾MHz），可在待機時切換至低頻的脈寬調製控製模式PWM（幾十kHz）。
　　
IRIS40xx芯片就是通過QR與PWM切換來提高待機效率的。圖4是IRIS4015構成的反激式開關電源，重載時，輔助繞組電壓大
，R1分壓大於0.6V，Q1導通，輔助準諧振信號經過D1,D2,R3,C2構成的延時電路到達IRIS4015的FB腳，內部比較器對該信號進行比較
，電路工作在準諧振模式。當電源處於輕載和待機時候，輔助繞組電壓較小

，Q1關斷，諧振信號不能傳輸至FB端，FB電壓小於芯片內部的一個門限電壓，不能觸發準諧振模式
，電路則工作在更低頻的脈寬調製控製模式。
                                           

                                        圖4由IRIS4015構成的QR/PWM反激式電源電路

PWM→PFM
　　
對於額定功率時工作在PWM模式的開關電源，，也可以通過切換至PFM模式提高待機效率，即固定開通時間，調節關斷時間，負載越低，關斷時間越長
，工作頻率也越低。圖5是采用NS公司的LM2618控製的Buck轉換器電路和分別采用PWM和PFM控製方法的效率比較曲線。由圖可見
，在輕載時采用PFM模式的電源效率明顯大於采用PWM模式時的效率，且負載越低
，PFM效率優勢越明顯。

將待機信號加在其PW/ PPM引腳上
，在額定負載條件下，該引腳為高電平，電路工作在PWM模式，當負載低於某個閾值時，該引腳被拉為低電平，電路工作在PFM模式。實現PWM和PFM的切換，也就提高了輕載和待機狀態時的電源效率。
　　
通tong過guo降jiang低di時shi鍾zhong頻pin率lv和he切qie換huan工gong作zuo模mo式shi實shi現xian降jiang低di待dai機ji工gong作zuo頻pin率lv

，提ti高gao待dai機ji效xiao率lv，可ke保bao持chi控kong製zhi器qi一yi直zhi在zai運yun作zuo
，在zai整zheng個ge負fu載zai範fan圍wei中zhong，輸shu出chu都dou能neng被bei妥tuo善shan的de調tiao節jie。即ji使shi負fu載zai從cong零ling激ji增zeng至zhi滿man負fu載zai的de情qing況kuang下xia，能neng夠gou快kuai速su反fan應ying，反fan之zhi亦yi然ran。輸shu出chu電dian壓ya降jiang和he過guo衝chong值zhi都dou保bao持chi在zai允yun許xu範fan圍wei內nei。
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可控脈衝模式（BurstMode）
　　
可控脈衝模式
，也可稱為跳周期控製模式（SkipCycleMode）是指當處於輕載或待機條件時
，由周期比PWM控製器時鍾周期大的信號控製電路某一環節，使得PWM的輸出脈衝周期性的有效或失效
，如圖6所示。這樣即可實現恒定頻率下通過減小開關次數

，增大占空比來提高輕載和待機的效率。該信號可以加在反饋通道，PWM信號輸出通道，PWM芯片的使能引腳（如LM2618,L6565）或者是芯片內部模塊(如NCP1200，FSD200，L6565和TinySwitch係列芯片)。
                                         
                                                 圖6BurstMode控製信號與驅動信號圖

NCP1200的內部跳周期模塊結構見圖7，當反饋檢測腳FB的電壓低於1.2V（該值可編程）時，跳周期比較器控製Q觸(chu)發(fa)器(qi)

，使(shi)輸(shu)出(chu)關(guan)閉(bi)若(ruo)幹(gan)時(shi)鍾(zhong)周(zhou)期(qi)，也(ye)即(ji)跳(tiao)過(guo)若(ruo)幹(gan)個(ge)周(zhou)期(qi)，負(fu)載(zai)越(yue)輕(qing)，跳(tiao)過(guo)的(de)周(zhou)期(qi)也(ye)越(yue)多(duo)。為(wei)免(mian)音(yin)頻(pin)噪(zao)音(yin)
，隻(zhi)有(you)在(zai)峰(feng)值(zhi)電(dian)流(liu)降(jiang)至(zhi)某(mou)個(ge)設(she)定(ding)值(zhi)時(shi)
，跳(tiao)周(zhou)期(qi)模(mo)式(shi)才(cai)有(you)效(xiao)。
                                    
                                              圖7NCP1200跳周期模塊結構

而FSD200則是通過控製內部驅動器實現可控脈衝模式，即將Vfo 腳的反饋電壓與0.6V/0.5V遲滯比較器比較

，由比較結果控製門極驅動輸出，其結構可見圖8。我們可根據此原理用分立元件實現普通芯片的BurstMode功能，即檢測次級電壓判斷電源是否處於待機狀態
，通過遲滯比較器


，控製芯片輸出

，電路如圖9所示。
                                       



控製反饋通道是實現一般PWM控製器的可控脈衝模式的方法之一。其電路可見圖10

另外對於有使能腳的PWM控製器
，如L6565等，用可控脈衝信號控製使能腳使控製芯片有效或失效，可以實現BurstMode，上述BurstSignal可由圖1中所示的遲滯比較器產生。

圖10控製反饋通道的BurstMode

存在的問題
　　
以上介紹的降頻和BurstMode方法在提高待機效率的同時，也帶來一些問題，首先是頻率降低導致輸出電壓紋波的增加，其次如果頻率降至20kHz以內，可能有音頻噪音。而在BurstMode的OFF時(shi)期(qi)內(nei)，如(ru)果(guo)負(fu)載(zai)激(ji)增(zeng)，輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)會(hui)大(da)大(da)降(jiang)低(di)
，如(ru)果(guo)輸(shu)出(chu)電(dian)容(rong)不(bu)夠(gou)大(da)，電(dian)壓(ya)甚(shen)至(zhi)可(ke)能(neng)降(jiang)低(di)至(zhi)零(ling)。如(ru)果(guo)增(zeng)大(da)輸(shu)出(chu)電(dian)容(rong)，以(yi)減(jian)小(xiao)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)紋(wen)波(bo)，則(ze)會(hui)導(dao)致(zhi)成(cheng)本(ben)增(zeng)加(jia)，並(bing)會(hui)影(ying)響(xiang)係(xi)統(tong)動(dong)態(tai)性(xing)能(neng)。因(yin)此(ci)必(bi)須(xu)綜(zong)合(he)考(kao)慮(lv)。