Harry Holt（ADI公司運算放大器應用工程師）：最近
，Bill
、Matt和我就EEG前端設計的第一級——儀表放大器的各種利害權衡進行了一些討論。我們覺得將討論內容與其它設計工程師分享可能會是有益的。

 

Matt Du（ADI公司儀表放大器應用工程師）：對

，Billzhakanlewomendedaliangyibiaofangdaqi，danzuizhongjieguoshizixingdajianyibiaofangdaqi。zhezaizhuzhongxingnengdeyingyongzhongshihenshaojiande，yinci
，womenxiangchanmingzheyikaolvguocheng。Bill，你能大致說明一下你的設計目標嗎？

 

Bill Kolasa（CareFusion首席電氣工程師）： 我們目前有一款基於儀表放大器的設計，它表現出色，但我們希望優化某些性能特征
，同時降低其功耗。

 

如同許多EEG和ECGshebeishejizhesuozhi，dianjizhongdebandianchidianweichayikenenghuiyinqijiaodadezhiliushitiao，celiangxitongbixunenggourongrencishitiao。womendexianyouxitongzaishejishangkeyichuligaoda±900 mV的失調。為了應付在現場的不同電極類型以及環境條件，我們希望將容差提高到±1300 mV。

 

圖1. EEG信號鏈

 

與此同時，我們正在考慮電池供電設計的可能性
，因此需要大幅降低所有器件的功耗
，其中也包括儀表放大器。目前的功耗是每通道28 mW
，我們希望設法將其降低到10 mW或更低。為了降低功耗
，我們允許噪聲提高。

 

Matt：在我們的ECG和EEG客戶中，這種權衡取舍非常常見。對於ECG和EEG前端設計，噪聲、失調處理能力與功耗之間存在固有的取舍關係。

 

大da部bu分fen的de儀yi表biao放fang大da器qi具ju有you因yin為wei減jian法fa器qi級ji的de噪zao聲sheng而er導dao致zhi的de大da量liang噪zao聲sheng成cheng分fen。在zai高gao增zeng益yi應ying用yong中zhong，其qi影ying響xiang不bu大da
，因yin為wei此ci噪zao聲sheng會hui在zai輸shu出chu端duan保bao持chi恒heng定ding
，而er與yu增zeng益yi無wu關guan。因yin此ci，當dang折zhe合he到dao輸shu入ru端duan時shi
，噪zao聲sheng相xiang當dang小xiao。

 

不幸的是，在EEG和ECG應ying用yong中zhong，增zeng益yi會hui被bei來lai自zi於yu電dian極ji的de較jiao大da失shi調tiao所suo限xian製zhi。如ru果guo你ni希xi望wang使shi用yong大da增zeng益yi以yi獲huo得de良liang好hao的de噪zao聲sheng性xing能neng，那na麼me必bi須xu采cai用yong大da電dian源yuan才cai能neng處chu理li較jiao大da的de失shi調tiao。

 

Bill：這就是我們在采用AD8221儀表放大器的先前設計當中采取的措施。輸出噪聲為75 nV/√Hz
，輸入噪聲為8 nV/√Hz。為了降低大量輸出噪聲在折合到輸入端時所造成的影響，我們將AD8221設定至14.8的增益（噪聲計算詳情參見等式1和2)。該增益也會將共模抑製提高23 dB，因為共模增益為1（參見等式3）。但是，為了以此增益來處理900 mV電極失調，我們必須使用±15.5 V 直流電源（參見等式4）。我們的EEG放大器由64個這種通道組成，對於電池供電應用來說
，功耗太大。

 

我一直在等待ADI公司推出低輸出噪聲的儀表放大器。什麼時候能實現呢？

 

Matt： 儀表放大器的輸出噪聲主要由6個電阻決定（圖2 中的R1至R6），我們可以降低這些電阻的值
，但這樣會有幾個缺點：1) 儀yi表biao放fang大da器qi現xian在zai必bi須xu使shi用yong更geng多duo電dian流liu驅qu動dong這zhe些xie電dian阻zu。為wei了le在zai這zhe種zhong較jiao高gao驅qu動dong條tiao件jian下xia保bao持chi良liang好hao的de線xian性xing度du，我wo們men必bi須xu構gou建jian更geng強qiang的de放fang大da器qi，它ta會hui消xiao耗hao更geng多duo電dian流liu。這zhe樣yang您nin將jiang麵mian臨lin雙shuang重zhong不bu利li的de處chu境jing：一方麵必須提供額外的電流流經這些小值電阻


，另一方麵必須提供更多電流以實現更強的放大器。

 

圖2. 標準儀表放大器配置

 

Bill：對於我的功耗問題，這似乎不是好消息。

 

Matt： Rg增(zeng)益(yi)設(she)置(zhi)電(dian)阻(zu)會(hui)變(bian)得(de)更(geng)小(xiao)，這(zhe)在(zai)噪(zao)聲(sheng)方(fang)麵(mian)是(shi)件(jian)好(hao)事(shi)，但(dan)在(zai)較(jiao)大(da)差(cha)分(fen)過(guo)壓(ya)條(tiao)件(jian)下(xia)
，這(zhe)還(hai)不(bu)夠(gou)好(hao)。它(ta)會(hui)使(shi)放(fang)大(da)器(qi)輸(shu)入(ru)端(duan)處(chu)理(li)高(gao)增(zeng)益(yi)下(xia)的(de)大(da)差(cha)分(fen)電(dian)壓(ya)的(de)性(xing)能(neng)變(bian)差(cha)。可(ke)以(yi)通(tong)過(guo)增(zeng)加(jia)電(dian)路(lu)來(lai)應(ying)對(dui)，但(dan)這(zhe)種(zhong)電(dian)路(lu)會(hui)增(zeng)加(jia)輸(shu)入(ru)噪(zao)聲(sheng)。

 

Bill：這對我們可能不是一個問題，因為電極輸入上已經存在保護電路。

 

Matt：隨著減法器電路中的電阻變小，基準電壓引腳的輸入阻抗也會變小。這意味著，如果你希望用一個緩衝器驅動此引腳（這是此類應用中十分常見的情況），那麼在目標頻率範圍內，驅動放大器必須具有非常低的輸出阻抗。否則
，係統的CMRR相對於頻率的性能會下降。相對於頻率的較低輸出阻抗需要較高功率的驅動放大器。

 

Bill：是(shi)的(de)

，在(zai)我(wo)們(men)的(de)新(xin)設(she)計(ji)中(zhong)，我(wo)們(men)要(yao)驅(qu)動(dong)那(na)個(ge)引(yin)腳(jiao)
，因(yin)此(ci)這(zhe)會(hui)是(shi)一(yi)個(ge)問(wen)題(ti)。我(wo)們(men)花(hua)了(le)些(xie)時(shi)間(jian)尋(xun)找(zhao)緩(huan)衝(chong)器(qi)，它(ta)能(neng)提(ti)供(gong)與(yu)該(gai)引(yin)腳(jiao)僅(jin)僅(jin)接(jie)地(di)時(shi)相(xiang)似(si)的(de)CMRR性能。

 

回到最初的問題，我們使用AD8221
，采用±15.5 V電源供電
，電源電流為0.9 mA。我們希望通過降低儀表放大器耗用的電流和電源軌來降低功耗。於是，我們開始尋找功耗更低但仍然能滿足其它性能要求的器件。

 

我們查看的一款儀表放大器是AD8235/AD8236AD8236，它的功耗非常低，尺寸很小，但噪聲太高，最大供電軌為5 V，無法滿足我們的直流失調要求。

 

Matt： 這些是基於CMOS的儀表放大器，功耗40 A
，非常受功耗重於性能的ECG監控應用的歡迎，但不太適合CareFusion開發的診斷級EEG。

 

Bill:我們考慮的另一款器件是AD627
，它的功耗也非常小

，並且支持寬電源軌。過去我們測試過它的噪聲，知道相對於功耗而言
，它具有良好的性能。然而，它采用的是SOIC封裝，在今天來說
，尺寸較大，不利於縮小電路板的尺寸。

 

Matt： 是的，也許我們得做點什麼…

 

Bill：你們還有許多300 A到500 A電源電流及寬電源範圍的器件，例如 the AD8226 和 AD8227。但是，所有這些器件都具有至少20 nA的輸入偏置電流
，超過了本設計的低於5nA的額定要求。

 

Matt： 對於AD8226 和 AD8227等(deng)器(qi)件(jian)
，我(wo)們(men)希(xi)望(wang)能(neng)夠(gou)測(ce)量(liang)低(di)至(zhi)負(fu)電(dian)源(yuan)軌(gui)的(de)電(dian)壓(ya)。我(wo)們(men)使(shi)用(yong)一(yi)個(ge)較(jiao)為(wei)簡(jian)單(dan)的(de)輸(shu)入(ru)級(ji)來(lai)執(zhi)行(xing)測(ce)量(liang)，不(bu)得(de)不(bu)犧(xi)牲(sheng)一(yi)些(xie)輸(shu)入(ru)偏(pian)置(zhi)電(dian)流(liu)來(lai)達(da)到(dao)目(mu)標(biao)。對(dui)於(yu)AD8221
，我們同時利用輸入偏置電流補償和Superbeta晶體管來將偏置電流降至數百pA典型值
，這讓我們的許多客戶感到滿意，但不利的一麵是，我們放棄了輸入端的一些裕量。

 

Bill，決定你的偏置電流要求的因素是什麼

？EEG電極的源阻抗是不是10 k左右
？對於AD8226AD8226，最大輸入偏置電流為27 nA


，因此電壓為270 uV，與來自電極的大失調相比，這簡直微不足道。你能告訴我們決定偏置電流要求的因素是什麼嗎
？

 

Bill：5 nA要求來自於我們的一些放大器
，這些放大器必須應付高得多的電極阻抗。然而，該放大器具有低至DC的EEG顯示帶寬要求。我們關心的是如何將電極阻抗變化引起的基線漂移效應降至最低。

 

發現ADI公司以及其他廠商沒有任何一款儀表放大器滿足我們的要求之後，我們決定自行構建。我們知道，為了獲得100 dB以上的CMRR
，減法器級中的電阻必須匹配。過去我們試驗過匹配電阻網絡，但發現這種網絡非常昂貴。同時，我們似乎從來沒有獲得期望的CMRR性能，可能是因為電路板的寄生電容影響。我們發現差動放大器AD8278 具有我們需要的性能和功耗。

 

Harry： 四電阻差動放大器比乍看起來更複雜。對於理想的運算放大器，CMRR受電阻匹配度限製（圖2中的R3-R6）。差動放大器的近似計算公式（參見參考文獻1）如下：

 

 

其中，A_d為差動放大器的增益
，t為電阻的容差。因此，對於1倍增益和1%電阻，CMRR = 50 V/V或大約34 dB
；對於0.1%電阻，CMRR =500 V/V或大約54 dB。

 

Bill：我在你們的設計手冊中看到過類似的闡述（參見參考文獻2）。

 

Harry： 上述公式適用於低頻情況。當頻率較高時
，CMRR可能會進一步下降。例如，如果因為PC板布局或內部芯片布局的影響，兩個運算放大器輸入的輸入電容差為400 fF到500 fF，電阻為10 k，那麼10 kHz時的交流CMRR會下降6 dB到7 dB。如果係統中有一個20 kHz（或更高）開關調節器，這可能很重要。

 

即使具有理想的電阻和平衡電容
，CMRR最終也會受運算放大器的限製。

 

差動放大器的性能主要分為兩類。第一，典型的高端電流檢測應用需要在電流範圍的高端具有3%到5%的精度。一個具有合理失調和1%電阻的低成本運算放大器可以達成此需求。請記住，有一些低成本運算放大器可能具有低於50 dB的CMRR，這一點常常被忽略掉。第二
，更精密的應用，通常作為分立儀表放大器的第二級
，處於0.1%到1%範圍，具有超過70 dB到80 dB的CMRR。這可以利用一個良好的運算放大器、四個具有低溫度係數(TC)的匹配電阻（最好是比例匹配TC），以及謹慎的PCB電路板布局來實現。考慮到總成本與電路板空間，單芯片差動放大器看起來極具吸引力。我能明白Bill為什麼選擇AD8278
；我們為他做了艱苦的努力。

 

Bill：ADI公司提供了一係列增益為1/2、1或2的差動放大器。比較AD8271 和 AD8278之後，我們選擇了AD8278，因為它的功耗更低。我們將其增益配置為1/2
，這使得我們能夠提高輸入緩衝器的增益，降低電源軌（最終確定為±7.5V DC），並且滿足噪聲和直流失調容差要求。我們相信，將盡可能多的增益移動到輸入緩衝器可以使噪聲最低。（關於新設計的噪聲、CMRR和失調容差，請參見等式5至11）

 

Matt： AD8278 的增益可以配置為1/2或2。我們通常認為，將放大器置於最高增益級可以獲得最佳的噪聲性能。然而，由於AD8278是該設計的第二級，因此將放大器置於較低增益級實際上有助於提高設計的噪聲性能。這樣
，Bill就可以在第一級中應用更多增益。低噪聲設計的一個重要法則是讓第一級具有盡可能多的增益
，本設計當然也不例外。

 

將更多增益放在第一級也有助於提高儀表放大器的CMRR性能。我們可以根據先前關於電阻容差與CMRR關係的討論進行計算，將差動放大器的增益從1/2變為2時，CMRR將提高6 dB
，這與AD8278 數據手冊也是一致的。然而
，如果相反
，我們在第一級另外提供4倍的增益，那麼差分增益將提高4倍，但共模增益保持不變。換言之，通過第一級放大，我們可以獲得12 dB的額外CMRR

，而將增益應用於差動放大器時，隻能獲得6 dB的提高。注意，這一技巧僅適用於第一級中的運算放大器具有良好CMRR的情況
，因此，使用高質量運算放大器相當重要。

 

相對於我們的集成儀表放大器，使用G = 1/2的差動放大器級是Bill優化分立設計的方法之一。通常
，對於我們的集成儀表放大器，我們必須將差動放大器的增益設置為G = 1或更高，因為較低的差動放大器增益會限製儀表放大器處理寬共模電壓擺幅的能力。

 

Bill：經過大量搜索後，我們選擇AD8622作為輸入緩衝運算放大器。該運放具有我們需要的全部特性：小封裝尺寸、低功耗、低輸入偏置電流、低0.1–10 Hz噪聲和寬電源軌。還有一個我們認為重要的特性是單位增益穩定性。雖然我們的緩衝器以10倍增益工作，但在儀表放大器配置中，共模信號看到的增益是1
，因此可能會引發穩定性問題（參見參考文獻3）。

 

Harry：對於前端運算放大器，存在數十種甚至數百種選擇
，因此
，獲得確切的失調電壓
、偏置電流、電源電流等有助於優化設計。當我們設計一個儀表放大器時，必須就一些因素進行大致的權衡，為了獲得最後10%的性能，這種努力是值得的。AD8622 是我們精密放大器產品線中的新成員，提供真正出色的特性組合
，包括電壓噪聲、低1/f轉折頻率、電源電流
、增益頻寬、失調電壓
、失調電壓漂移等。

 

我想讚揚Bill劃分係統的方式。有時候，我們看到一個四通道放大器的三部分被用於構建儀表放大器
，這是很容易掉入的陷阱。依據Vos、TCVos、增益
、帶寬、CMRR等來看，第一級的需求與差動放大器級是完全不同的。此外，為了獲得最後10%dexingneng，diyijishiyongshuangtongdaofangdaqi
，dierjishiyongdantongdaofangdaqifeichangyouyiyi。weilezaiyunsuanfangdaqizhonghuodedidianyazaosheng，xuyaoxiaohaodierjidangzhongbingbuxuyaodedaliangdianliu。jiarudierjiqudongyigezhongfuzai
，namejiuxuyaobidiyijiyunsuanfangdaqigengduodequdong。sitongdaofangdaqidelingyigequedianshi：輸出運算放大器的熱量可能會反饋到第一級運算放大器。詳細討論參見參考文獻4和5。

 

Bill：womendediyixuanzebenlaishishiyongjichengyibiaofangdaqi，jiyijieshengdianlubankongjian。raner
，shiyongjingmichadongfangdaqihou
，queshishiwomenkeyiduiyibiaofangdaqijinxingweitiao，erbuxuyaoangguiqiezhanyongdianlubankongjiandedianzuwangluo。womendeyixianzhujiangdigonghao，tongshirengranbaochizhongyaodexingnengtexing，xiangshizaosheng、CMRR以及直流輸入容差等。

 

圖3. CareFusion儀表放大器簡圖

 

Harry：謝謝，Bill。Matt和我非常高興與您合作開發一款先進的設計。

 

附錄：BILL的計算公式

 

計算AD8221在0.1 Hz至100 Hz帶寬內的期望峰峰值噪聲以揭示增益的影響（忽略電流噪聲，因為電極阻抗很低）。

 

 

加上1/f噪聲（使用增益= 10

，來自數據手冊）：

 

 

計算AD8221BR 的期望最小CMRR以揭示增益引起的提高。

 

（使用增益= 1，來自數據手冊）：

 

 

計算AD8221的電極失調容差：

 

 

針對新儀表放大器設計（忽略電流噪聲，因為阻抗很低）。

 

AD8622 緩衝器的噪聲：

 

 

加上 1/f 噪聲：

 

 

½ Rg與Rf並聯的噪聲：

 

 

來自AD8278的噪聲：

 

 

加上1/f噪聲：

 

 

所有噪聲源求和：

 

 

新儀表放大器設計的期望最小CMRR：

 

 

新設計的電極失調容差（直流源連接到一個輸入端，另一個輸入端接地）。

 

 

參考電路

 

1. Pallás-Areny, Ramón and Webster, John G. “Common Mode Rejection Ratio in Differential Amplifiers” IEEE Transactions On Instrumentation and Measurement, Vol. 40, No 4, August 1991, pp 669-676.

 

2. Analog Devices, Linear Circuit Design Handbook. p 2.9.

 

3. D. Rod White “Phase Compensation of the Three Op Amp Instrumentation Amplifier” IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Vol. IM-36, September 1987.

 

4. Holt, Harry “Op Amps: To Dual or Not to Dual (Part 1)” EETimes.

 

5. Holt, Harry “Op Amps: To Dual or Not to Dual (Part 2)” EETimes.

 

 

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